如何設計超寬輸入電壓范圍反激式變換器

引言

本文將介紹如何利用MP023來設計具有超寬輸入電壓范圍的反激式變換器。MP023 是一款適用于低功率應用的原邊調節（PSR）控制器，它能夠提供精確的恒壓和恒流輸出。我們將以 MP023 為例，展示一個 15W/5V 反激式變換器的設計，該變換器可接受交流和直流輸入電壓，并支持在寬輸入電壓范圍內工作。

MP023：原邊調節反激式控制器 

MP023 是一款離線式原邊控制器，它能夠提供極佳的集成調節功能，無需光耦合器或副邊反饋電路。

MP023 的可變關斷時間控制使反激式變換器能夠在斷續導通模式（DCM）下工作。該器件的電流限制和最大副邊占空比均可配置，因此輸出電流（I_OUT）的設置也變得很簡單。圖 1 展示了 MP023 的典型應用電路。

圖1 MP023典型應用電路

MP023通過內部高壓啟動電流源和節能技術將空載功耗限制在 30mW 以下，同時提供全面的保護功能，包括V_CC欠壓鎖定 (UVLO)保護、過載保護 (OLP)、過溫保護 (OTP)、開環保護 (OCkP) 和過壓保護 (OVP)。

反激式變換器的設計流程 

設計具有超寬V_IN范圍的反激式變換器需要考慮并權衡很多重要因素。下文將詳細介紹設計流程中的每個步驟。

圖2所示為反激式變換器的設計流程圖。

圖2 控制環路設計流程圖

反激式變換器的設計流程與相關計算 步驟 1：設計輸入 

設計變換器需要首先確定輸入參數。這些參數包括輸入電壓（V_IN）、輸出電壓（V_OUT）、輸出電流（I_OUT）、工作模式、開關頻率（f_SW）、副邊占空比、估計效率、反饋 (FB) 最大采樣時間、副邊 FET 的正向電壓以及 IC 電源電壓。

表 1羅列出了本文討論電路的設計輸入。在本例中，輸入電壓范圍為85VAC至576VAC，或90VDC至815VDC，可以是交流或者直流輸入。

表1 設計輸入一覽

MP023 具有輸出電纜補償功能，根據連接到 CP 引腳的電阻或電容，副邊占空比可限定為特定的值。如MP023 數據手冊所述，將 1μF 電容連接到 MP023 的 CP 引腳會將副邊占空比限制為 40%。

為了確保結果符合實際應用，變換器的預估效率被定義為相對較低（約 85%），這是低功耗反激式變換器的常見效率值。在本應用中，I_OUT被定義為 3A，且同步整流控制器（例如 MP6908A）與副邊 MOSFET 配合工作以提高效率并改善散熱。

步驟2：計算并選擇所需匝數比 

由于副邊最大占空比有所限制，因此需要根據指定的V_{IN_MIN}計算最大匝數比 (n)，以提供足夠的I_OUT。最大匝數比可以通過公式 (1) 來計算：

計算出最大匝數比，以V_{IN_MIN}提供最大功率，然后選擇合適的 n。最大匝數比的選擇需要在副邊 RMS 電流和副邊 MOSFET 最大反向電壓之間進行權衡。

本例利用了同步整流，因此副邊 MOSFET 的反向電壓很重要，因為低壓 MOSFET 具有高性價比且更容易獲得。本設計選擇的最大匝數比為15；我們將在步驟 5 中對其進行驗證。

接下來，計算原邊繞組在開關周期的后半部分將經歷的輸出反射電壓（V_W）。V_W可以通過公式 (2) 來估算：

V_W對計算原邊 MOSFET 的最大反向電壓很重要。

步驟3：計算并選擇所需磁化電感 

由于補償器的無源元件集成在控制器內部，因此 MP023 可以對其提供的輔助電壓進行采樣，以實現閉環增益系統（反激式變換器和集成補償器）。FB 最大采樣時間定義了控制器對輔助電壓進行采樣以進行調節的時間（見圖 3）。

圖3 FB 電壓采樣點

MP023副邊 MOSFET 的最小導通時間（t_{S_ON}）必須滿足公式 (3) 中的要求：

其中t_{FBS_MAX}為 FB 最大采樣時間，t_{FBS_SD}為FB采樣持續時間。

磁化電感及其峰值電流值的計算則需要考慮工作模式。在本例中，MP023工作在DCM模式下，因此可以使用公式(4)來估算輸出功率 (P)：

根據公式 (3) 和公式 (4) ，最小磁化電感可以通過公式 (5) 來計算：

帶入值進行計算：

計算出應用所需的最小磁化電感后，再計算其最大值，該值受固定最大副邊占空比的限制。可以公式 (7) 來計算L_{M_MAX}：

帶入值進行計算：

通過計算可知，磁化電感必須在 143.1μH 和 624.24μH 之間。但L_M的取值還需要平衡 RMS 電流和變壓器尺寸。因此建議使用L_M在最大計算值的 60% 至80% 之間的變壓器，以實現全功率且不會限制副邊占空比。在本例中，我們采用 400μH 的磁化電感。

變壓器值確定之后，就可以采用公式(9)來計算峰值電流：

本應用的目的是設計超寬V_IN，因此確保高V_IN下的最小導通時間超過前沿消隱時間非常重要。消隱時間在第一個開關周期內，此時控制器的內部比較器關閉，以避免由于擊穿而激活短路保護 (SCP)。

通過公式 (10) 來估算最小導通時間（t_ON）：

根據這一步的計算，可知所選磁化電感適合本應用。

步驟 4：分流電阻計算

計算出峰值電流之后，再設計分流電阻以正確閉合峰值電流控制環路。

根據 MP023 數據手冊，采樣電流在最壞情況下的最小電壓限值為 0.464V。通過公式 (11) 來計算分流電阻（R_SHUNT）：

選擇能夠承受自身功耗的分流電阻，然后通過公式 (12) 來估算原邊 RMS 電流：

在本例中，功耗約為 61mW。

步驟5：原邊MOSFET計算 

這一步用于為應用選擇合適的原邊 MOSFET。計算出最大峰值電流和 RMS 電流后，利用公式 (13) 來計算 MOSFET的最大耐受電壓：

在本例中，所需原邊 MOSFET的最大反向電壓應為 1200V。

步驟6：整流器MOSFET計算 

與原邊MOSFET計算類似，同步整流器的最大反向電壓可以通過公式 (14) 來估算：

可以得知，本例所需的整流器 MOSFET最大反向電壓應為 120V 至 150V。

副邊 RMS 電流對于選擇最佳整流器 MOSFET 也很重要。利用公式 (15) 來計算副邊 RMS 電流（I_{S_RMS}）：

根據計算結果可知，本應用需要具有低導通電阻（R_DS(ON)）的整流器 MOSFET。

步驟7：變壓器設計 

選擇變壓器需要考慮多種因素，例如磁芯材料和磁芯形狀。對于本例所需的輸出功率水平和輸入電壓而言，采用EF20 (E20/10/6) 在尺寸和有效面積方面都較為合適。

該變壓器的原邊匝數（NP）可以通過公式（16）來估算：

由于 f_SW 為 50kHz，因此N27 和 N97等磁芯材料可用于實現高達 0.3T 的最大磁通密度。為了以最低的原邊匝數實現選定的匝數比，我們選擇 0.275T。

NP確定以后，就可以使用公式 (17) 計算出副邊匝數（N_S）：

然后選擇 IC 的電源電壓（V_CC），并通過公式 (18) 來估算輔助繞組匝數（N_AUX）：

最后得到的變壓器匝數比為：N_P:N_S:N_AUX = 60:4:10。

最終設計 

所有重要元件值都計算出來之后，可以得到最終的電路設計如圖 5所示。

圖4 最終設計電路原理圖

實驗結果

為了驗證上述計算，我們搭建出一個具有超寬輸入電壓范圍的反激式變壓器原型（見圖 5）。

圖5 具有超寬輸入電壓范圍的反激式變換器原型（無輸入濾波器的 PCB）

該原型沒有配置輸入濾波器，這樣可以使PCB更加靈活，它可以插入配置了不同輸入濾波元件的另一個 PCB。

圖 6 顯示了變換器在最小電壓下的驗證結果。藍色跡線代表原邊 MOSFET 的漏源電壓（V_DS），粉色跡線代表通過分流電阻采樣得到的原邊電流。

圖6 最小輸入電壓下的變換器驗證結果

圖 7 顯示了最大電壓下的變換器驗證結果。藍色軌跡代表原邊 MOSFET 的漏源電壓（V_DS）。

圖7 最大輸入電壓下的變換器驗證結果

圖8顯示了本設計在不同輸入電壓下的效率驗證結果。

圖8 效率驗證結果

如上圖所示，由于副邊采用了同步整流，變換器的效率相當高。此外，采用具有相對較低柵極電荷電容的原邊 MOSFET 還可以降低高V_IN下的開關損耗。

結語

在需要三相輸入的眾多工業應用中，具有寬V_IN范圍的反激式變換器非常有用。本文提供了一系列簡單步驟，可通過MP023優化反激式變換器的設計。這些步驟包括了計算所需的匝數比、磁化電感和分流電阻，還包括選擇關鍵參數以優化原邊和副邊 MOSFET 的設計。文中同時提供了設計驗證結果，以證明本文所述方法的一致性和可行性。

除了 MP023 之外，MPS 還提供多款具有原邊調節功能的反激式變換器。立即了解 MPS 強大的產品組合，找到滿足您設計需求的解決方案。