在不損失SNR的前提下，將高壓信號轉換成低壓ADC輸入

　　模/數轉換器(ADC)電路設計中，特別是當系統設計人員需要處理各種擺幅的電壓信號時，很容易產生的一個誤區是縮小輸入信號范圍，以適應ADC的滿量程范圍，這將大大降低信噪比(SNR)。綜合來看，相對于高壓ADC，低壓(5V或者更低) ADC的選擇范圍更寬。高電源電壓通常會導致大的功耗，電路板設計也更加復雜，例如，需要使用更多的去耦電容。這篇應用筆記討論了由于信號縮小所引起的SNR損失，如何量化這些損失，以及如何減小這些損失。

　　很多傳感器或系統輸出為高壓或雙極性消耗，比如，常見的±10V。當然，可以通過一些簡單的方法將這些信號送入ADC，進而利用高壓ADC處理這些寬范圍輸入信號，不會造成SNR損失。這些方案通常需要額外的高壓電源，以滿足輸入量程及較大功率的需求(圖1所示)。這些高壓ADC同時也限制了信號調理(運放)方案的使用。如果信號需要復用高壓和低壓輸入，實際電路的成本將更高(圖2)。

　　圖1：MX574A高壓ADC能夠支持較大的輸入信號量程，但也消耗較高功率。為了實現這個方案，必須采用±15V雙電源和+5V單電源供電。

　　圖2：多路復用、雙極性高壓輸入ADC系統。

　　也可以使用一個輸入運放，將信號縮小到低壓ADC的滿量程范圍。該信號調理電路可以連接到一個單獨的模擬開關輸入口(如圖3)，將所有信號都限制在ADC輸入范圍以內。

　　圖3：采用單片MAX11100低壓ADC和復用器處理高壓輸入。

　　采用運放縮小信號電壓范圍時，可以將運放噪聲等效為運放的輸入噪聲。這里主要有兩個噪聲源：運放參考輸入噪聲和壓縮信號產生的ADC輸入參考噪聲。這兩個噪聲源組合成一個二次方程。此外，放大器噪聲經過ADC輸入帶寬以及運放和ADC輸入之間的抗混疊濾波器濾波，如圖4所示。

　　圖4：比例運放引入噪聲，但該噪聲經過RC濾波和ADC輸入網絡濾波。

　　系統SNR(運放輸入前端)公式為：

　　其中：

　　vnADC= ADC的輸入RMS噪聲

　　vnOPA= 運放的輸入噪聲

　　f-3dB= 單極點-3dB頻率

　　對于給定的ADC滿量程范圍、ADC輸入參考噪聲、運放增益，有兩個參數會影響到最終的信噪比損失：濾波器截止頻率和放大器輸入參考噪聲。

　　如果信號源具有低頻成分，可通過設計濾波器使其具有更高的輸入噪聲容限(在保證低功耗、低成本需求的同時，會犧牲一定的噪聲性能)。如果ADC限制了系統帶寬，則需要運放具有足夠低的輸入噪聲，以達到SNR的要求。

　　舉一個例子，輸入信號為±10V，而ADC滿量程輸入為5VP-P，ADC SNR為92dB。此時，放大器衰減系數是4倍(將輸入調整到滿量程)。數據手冊提供的ADC輸入噪聲是44.4nVRMS。假設濾波器截止頻率為10kHz，如果采用輸入噪聲為10nV/√Hz的運放，則損失信噪比為：

　　SNR(loss) = 0.035dB

　　如果沒有使用濾波器，ADC帶寬為10MHz，為了將SNR控制在同等水平，則要求輸入噪聲為0.3nV/√Hz，設計中很難達到這樣的要求。

　　對于同樣10MHz帶寬的ADC，如果我們允許SNR(loss) = 0.5dB，則要求運放噪聲指標為4nV/√Hz，這一點很容易做到。

　　目前，具有更高集成度、設計更靈活的解決方案允許不同信號范圍的輸入，輪訓采集每個通道時，編程相應通道的輸入增益優化SNR。比如，Maxim的MAX1300系列16/14位ADC提供最多8路輸入信號，如圖5所示。MAX1300可接受雙極性輸入信號，最高±12V，只需單5V供電，由此減少了外圍器件和供電電源數，進而縮小PCB面積。

　　圖5：MAX1300 ADC具有可編程輸入量程(單電源供電支持雙極性輸入)，每個采樣可編程放大倍數，內部基準。

　　12位MAX11131、16通道、3Msps ADC同樣提供了設計靈活性。該器件采用SampleSet?技術，用戶可以靈活配置模擬輸入通道的采樣順序，允許多達256種任意掃描順序(圖6)。SampleSet技術還允許以非對稱形式設置每個通道的掃描頻率，靈活處理各個通道的高/低頻信號。

　　圖6：MAX11131功能框圖，3Msps、12位、16通道ADC提供靈活的SampleSet多路輪詢功能。

　　綜上所述，實際應用中，對于給定的系統帶寬和SNR損失容限，可以通過加入一個比例放大器將高壓信號轉換到ADC滿量程范圍規定的低壓信號。對于多量程輸入的系統，采用這種方式可以有效地把不同擺幅信號輸入到一個多通道的低壓ADC。Maxim提供全面的16位到24位數據轉換器方案，并在器件內部集成了抗混疊濾波器，非常適合這類應用。