寬頻帶接收系統的建模與仿真
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隨著電子信息技術的發展，信號頻帶越來越寬。寬帶接收機作為獲取信息的前端設備，需求越來越強烈。其技術指標和環境適應性要求也越來越高，接收機的性能對信息獲取起著非常重要的作用。
寬帶射頻接收系統設計的目的是滿足系統參數指標的要求，最大可能地重用硬件以減小元件數量、功耗和成本。寬帶射頻前端由于頻段的帶寬很寬，設計時盡可能降低對后面處理能力的要求。就目前的硬件性能，還無法在射頻段實現全數字化處理，故將數字化處理設在中頻。
但是，寬帶接收機必然存在一系列技術難點，如寬頻段信號鏡像干擾問題、本振功率與穩定功率輸出問題及高中頻增益等，在工程實踐中更有抗惡劣環境和高可靠性要求。這里利用射頻電路仿真軟件ADS2008進行系統的建模與仿真，實現30～3 000 MHz寬頻帶解決方法。
2 混頻方案的設計及合理性分析
由于30~3 000 MHz的寬頻帶覆蓋范圍，如果直接采用高本振4 030～7 000 MHz的變頻處理。接收機的結構會比較簡單。但是4 000 MHz混頻器的設計或購買很困難，即使在如此高的頻率實現與其他器件的耦合，接收機的其他參數要求也很困難。因此，基于現階段技術水平，此方案不可取。考慮到成本、性能，以及實現的難易程度，將某一些頻段做多次變頻，通過高本振，低本振的方法，最后將整個頻段統一混頻到同定的中頻上。
整個混頻過程：30～1 000 MHz的頻段多做一次上變頻，第一中頻為1 200 MHz，然后與第二本振LO2混頻到第二中頻600 MHz，最后與第三本振LO3混頻到第三中頻70 MHz，過程如圖1所示。而2～3 GHz的頻段只需兩次混頻即可降到70 MHz；1～2 GHz的頻段與高本振LO2(1.6-2.6 GHz)混頻到第二中頻600 MHz，再與第三本振LO3(529～531 MHz)混頻到第三中頻70 MHz，其過程如圖2所示。2～3 GHz的頻段與低本振LO2(1.4～2.4 GHz)混頻到第二中頻600 MHz，最后與第三本振LO3(529～531 MHz)混頻到第三中頻70 MHz，其過程如圖3所示。
由以上分析可知，30～3 000 MHz寬頻帶信號要進行2～3次混頻處理。從混頻器寄生響應的角度。在理論上分析以上的混頻設計是否合理。首先建立如下混頻器的數學模型。混頻器的輸出電流，可以用其輸入電壓V的冪級數表示，即
當混頻的兩個輸入為本振信號VLexp(jωLt)和射頻信號VRexp(jωRt)之和，即
將式(2)代入式(1)，得出預期的頻譜特性。結果如圖4所示。混頻器除了產生所需要的頻率外，還有許多其他的頻率組合分量，即|mωR±nωL|，其中m，n為正整數。除了所需要的頻率|ωR-ωL|外，其他頻率為虛假信號或寄生信號。
圖4縱軸為歸一化輸出頻率(H-L)／L，橫軸為歸一化輸入頻率L／H的變化，各實線表示混頻一次分量(H-L)及各高次方項產生的寄生效應。為了簡化圖4，不管是高本振還是低本振，較高的輸入頻率以H表示，較低的輸入頻率以L表示。除(H-L)外，其他所有線都表示寄生信號輸出，其最高階寄生信號為6，用6H和6L表示。
根據以上混頻設計，30～3 000 MHz寬頻帶信號要進行2～3次混頻處理，射頻通帶混頻產生的中頻通帶分別對應圖4中的A，B，C 3個區域，3個區域的任何延伸都會引起中頻頻率的重疊，而且這時的重疊不能由中頻濾波改正。由圖4看出，區域A，B，C兩端的寄生中頻頻率分別為：6L-2H、2H-3L；4H-6L、3H-4L；4H-5L、5H-6L，這些都是混頻器冪級數模型中相當高的高次方項，其幅度很低，可以忽略。即使瞬時射頻帶寬的延伸引起中頻頻率重疊，對所需要的中頻頻率影響不大。由以上分析可知，該變頻設計方案能提供較好的寄生響應抑制。
3 寬帶射頻接收系統仿真圖
通過前面的討論可知，最終設計的接收機選擇3次(30-1 000 MHz)混頻或2次混頻(1-3 GHz)的超外差混頻結構，將30～3 000MHz寬帶射頻頻率下變頻至70 MHz。整個射頻接收前端系統的仿真如圖5所示。
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