3．1～5．2 GHz超寬帶可變增益低噪聲放大器設計

忽略電感Ls的寄生電阻，由圖2(b)可得出電路的輸入阻抗為：

式中：gm為M1管的跨導；Cgs為M1的寄生電容。從式(1)中可以分析出，在頻率較低時，(gm+sCgs)sLs1，Zin≈sLs，輸入阻抗趨近于0，因此，在輸入頻率較低時的輸入電阻由源級電感決定。在圖2(a)中可以直觀的看出，低頻率時Ls近似的將M1的源端短接到地。當頻率增加至GHz時，(gm+sCgs1)sLs>>1，，對于一般的MOS管而言，Cgs低于100fF，而gm在幾十mS左右，本文所設計的LNA工作在3．1～5．2 GHz，gm遠大于sCgs1，所以在所需頻段內。因此為了將輸入阻抗精確匹配到50 Ω，可以調整gm到20 ms。為了兼顧輸入匹配性能和版圖面積開銷，Ls為10nH。
輸出阻抗匹配：
如圖1所示，在最大增益處(忽略M2和M3的寄生電容)，第一級的輸出阻抗為：
Rout=(RL+sLD)∥(gm2ro1ro2) (2)
很顯然，為了實現一定的增益值，Rout并一定為50 Ω，同時隨著增益的變化Rout也跟著變化。為了保證在不同增益以及所需帶寬內實現50 Ω的阻抗匹配，在輸出級采用常用的源級跟隨器結構，同時也提供了大的驅動能力。

可見，Rout不隨頻率的變化，通過適當調整可以實現輸出阻抗匹配。
1．2 可編程增益控制技術
被接收信號很容易遭到多路衰減，為了保證接收機有恒定的信號輸出，需要對接收機中的放大器模塊(LNA，PGA)進行增益的控制。實現增益的可調一般采用兩種辦法：改變輸入管的跨導，改變負載電阻。為了保證輸入阻抗匹配，跨導必須為20 mS，所以改變輸入跨導會造成輸入阻抗匹配特性的衰減；如果改變輸出電阻，必須在每個支路加一個電感來保證寬帶內增益的平坦，這樣就增加了額外的面積。因此，電路引入了current Steering結構通過3個數字信號控制流到負載電阻的電流，實現了增益的改變。