高頻串聯逆變器諧振極電容緩沖電路的研究

摘要：探討了一種適合MHz級高頻逆變器的無損諧振極電容緩沖器。詳細分析了逆變器的換流過程，研究了不同諧振極電容值對器件關斷損耗和總體損耗的影響，給出了設計方法。仿真和實驗波形證明了理論分析的正確性。

關鍵詞：高頻逆變器；電容緩沖電路；換流過程；無損

1 引言

隨著快速開關器件(如功率MOSFET)的出現，使高頻感應加熱電源的實現成為可能。串聯諧振逆變器是實現高頻感應加熱電源最常見的拓撲結構。然而,若使其工作在頻率高于1MHz的情況下，為更好地限制di/dt和du/dt，減少器件的開關損耗，需對逆變器的緩沖電路提出更高的要求。

常規的緩沖器，如RCD緩沖電路，采用電阻來放電，隨著開關頻率的提高，消耗在緩沖器上的能量也隨之增加，大大降低了整個逆變系統的效率。而在MOSFET漏源間直接并聯一個無損緩沖電容可以有效地降低開關器件的關斷損耗，將常規緩沖器中電阻消耗的能量反饋給負載或電源，更適合用于高頻逆變器場合。文獻[1][4]已在這方面進行了理論分析和推導。在此基礎上，本文對在頻率高達MHz級情況下含有諧振極電容緩沖器的串聯諧振逆變器特性和參數設計作了進一步探討，并進行了仿真和實驗驗證。

2 含有諧振極電容緩沖器的逆變器換流過程分析

圖1為簡化的含有諧振極電容緩沖器的串聯諧振逆變器主拓撲電路。在四個橋臂上的開關器件MOSFET漏源兩端分別并聯了一個無損電容器，其中C₁=C₂=C₃=C₄=C。在感性負載條件下,開關頻率f應略高于諧振頻率f_r，輸出電流i_o的相位滯后于輸出電壓U_o。具體工作過程如圖2所示。

圖1 簡化的含有諧振極電容緩沖器的串聯逆變器主拓撲電路

(a) 換向前 (b) 換向中

(c)換向后 (d)負載電流改變方向后

圖2 含有諧振極電容的串聯諧振逆變器的換流過程

狀態0 換向前，S₁及S₄導通，負載電流方向為i_o>0；此時電容C₁及C₄上的電壓為零。C₂及C₃上的電壓為U_dc，如圖4(a)所示。

狀態1 S₁及S₄關斷，開始換向，負載電流以i_o/2向C₁及C₄充電，通過C₂及C₃放電，如圖4(b)所示。

狀態2 在換向過程中，待C₁及C₄上的電壓達到U_dc，C₂及C₃上的電壓下降為零，而負載電流仍未過零，則會通過內部反并聯二極管D₂及D₃續流，如圖4(c)所示。

狀態3 負載電流i_o過零后，S₂及S₃導通，如圖4(d)所示。

上述為上半個周期工作過程，下半個周期工作過程與上半個周期相似，在此從略。

3 諧振極電容緩沖器的設計方法

對含有諧振極電容的串聯諧振逆變器，在工作過程中，如果緩沖電容尚未放電結束就觸通同橋臂的MOSFET器件(非零壓開通)，電容放電電流將直接流入開關管，不僅會造成巨大的開通損耗，而且開關管也易因過流而損壞。當f_s>1MHz時，更增加了非零壓開通的危險性。

設計中，關鍵是如何確定電容C和關斷角β₀的數值。一個較大的C值，會減少關斷損耗，但同時會使通態損耗增加；β₀越小，功率因數就越高，但過小的β₀又將引起開關管的非零電壓開通。所以，在選擇C和β₀時，需在保證零電壓開通的前提下，取得盡可能小的關斷損耗。以下分析中均假定負載的品質因數很高，且負載電流為正弦波。

串聯諧振逆變器的輸出電流i_o和開關管漏源極間電壓u_DS波形如圖3所示。假定i_o在ω t=0時刻改變方向，i_o的幅值為I_o，則i_o可表示為

i_o=I_osinωt （1）

圖3 串聯諧振逆變器輸出電流和開關電壓波形圖

在t=－t_off時刻，關斷S₁及S₄；t=－t_on時刻，反向二極管D₂及D₃開始導通。在(－t_offt－t_on)這段換向期間，C₁及C₄用負載電流i_o的1/2進行充電，如圖2(b)。開關管S₁及S₄的開關電壓u_DS可表示為

u_DS=(cosωt－cosβ₀) （2）

為保證零電壓開通，u_DS必須在t=0之前達到U_dc。圖3中，ωt=－ξ時，u_DS上升到U_dc。代入式（2）得

cosβ₀=cosξ－ （3）

式（3）中C，β₀，ω，ξ均未知，確定它們的數值非常困難，以下我們先討論如何選擇C值。

在MOSFET可靠關斷，u_DS上升到U_dc的瞬間，負載電流i_o恰巧下降到零(ω t=0)。設此時C=C_n，則近似有

C_n= （4）