高頻串聯逆變器諧振極電容緩沖電路的研究

式中：t_s為電流下降時間。

在零電壓開通情況下，開通損耗接近為零，關斷損耗總是存在的，開關管兩端并聯的諧振極電容實際上相當于一個關斷緩沖網絡。C越大，關斷損耗就越小，同時也將導致低功率因數，增加無功功率。通常，在C=0.45C_n附近，總體損耗達到最小^[2]。另外，在MHz級的高頻情況下，器件的輸出電容C_oss已不容忽視。所以，可參考式（5）來選取C值。

C=0.45C_n－C_oss （5）

C值一旦確定，據式(3)即可通過選取恰當的ξ來確定β₀。如果輸出功率恒定，ξ值偏大會導致較大的負載電流，增加了無功功率，所以，ξ必須選得盡可能小，假定ξ=0。串聯諧振逆變器中，開關頻率ω應略大于負載諧振頻率ω_r，使其工作于感性狀態下。又考慮到開關頻率，負載電流等物理量在實際運行中都會隨著負載溫度的變化而改變，從而可能使逆變器偏離最佳工作點，β₀的選取應留有一定的裕度。設計中可參考式（6）來確定β₀

β₀=cos^－1 （6）

式中：K應根據實際線路中ω，I_o，U_dc的變化范圍來確定，一般取略大于1。

根據上述所選擇的C和β₀值，下面討論帶有串聯諧振負載的串聯諧振逆變器中其它參數，如感性角φ，開關頻率ω，觸發脈沖的脈寬t_pw的設計方法。

由圖3不難推出直流電流I_d的表達式為^[1]

I_d=I_osinωtdωt=(cosξ＋cosβ₀)（7）

輸出功率

P_o=U_dcI_d=U_dcI_ocosξ－ωCU_dc²（8）

視在功率 S= （9）

負載功率因數

PF=≈cosξ－ωCU_dc(10)

又因為負載功率因數 PF=cosφ (11)

由式（10）和(11)，假定ξ=0可得

cosφ=1－= (12)

由式（12）即可確定出合理的負載感性角φ。

又因為

tanφ=Q (13)

式中：Q為品質因數。

由式（13）即可確定開關頻率ω。不難得出在此工作頻率下觸發脈沖的最佳脈寬為

t_pw=－〔t_d(on)＋t_r＋t_d(off)＋t_f〕(14)

式中：t_d(on)，t_r，t_d(off)，t_f為MOSFET的內部參數。

由式(14)可知，脈寬的選擇不僅與β0及T有關，而且與器件本身的特性也有很大關系。

4 諧振極電容對器件關斷損耗和總體損耗的影響

根據以上分析，當逆變器工作在最佳狀態時，其開通損耗接近為零，也容易推出關斷過程中損失的能量為

E_off=(15)

輸出功率因數cosφ為

cosφ=1－(16)

由式(15)和(16)可以看出，C值越大，關斷時損失的能量E_off越小。但同時，輸出功率因數cosφ也降低了，假定輸出功率不變，將引起視在功率的增加，從而導致較大的通態損耗。

以下用Pspice軟件進行仿真分析。開關器件是根據APT公司生產的功率MOSFET APT10025JVR建立的模型。其最大耐壓1000V，電流34A，C_oss=1360pF，t_d(on)=22ns，t_r=20ns，t_d(off)=145ns，t_f=16ns。所用直流電壓源U_dc=100V，輸出電流的幅值I_o=21A，諧振頻率f_r=1MHz，由式（5）和式（6）計算出諧振極緩沖電容和關斷角的參考取值C=3980pF，β₀=34.68°。推出相應的φ=24.33°，f=1.058MHz，t_pw=175ns。

諧振極緩沖電容對減少MOSFET關斷損耗的作用可以從工作波形看出，如圖4所示。

(a) C=0

(b) C=3980pF

圖4 串聯諧振逆變器中MOSFET關斷時刻的仿真波形

圖中：1—開關電壓2—開關電流3—關斷功率損耗

以下取不同的緩沖電容值，對器件關斷功耗和平均損耗的影響作了仿真分析。仿真結果如表1所列。

表1 不同緩沖電容值對器件關斷損耗和平均損耗影響對比表

由表1可看出，當C=3980pF，β₀=34.68°時，開關器件工作在零電壓開通狀態，總體損耗的大小也可以接受。如果電容值過小，關斷損耗特別大；電容值過大，一方面它減少關斷損耗的作用明顯降低了，另一方面還會導致巨大的通態損耗。

5 實驗結果

在實際高頻大功率串聯諧振電路中，測量功率器件MOSFET的開通和關斷損耗是相當困難的。由于實際條件所限，實驗中采用如圖5所示的具有感性負載的單管測試電路。選用的功率MOSFET器件是IXYS公司生產的IXFX24N100。C_oss=750pF，t_d(on)=35ns，t_r=35ns，t_d(off)=75ns，t_f=21ns。直流電壓是經過三相整流輸出的U_dc=100V。開關頻率f=1.005MHz。因為，該測試電路并未構成串聯諧振逆變器，無需考慮到關斷角β₀的影響。實驗波形如圖6所示。

圖5 簡化的具有感性負載的單管測試電路