基于DSC的直流電機半橋驅動電路的設計

　　硬件設計

　　本系統的半橋驅動電路如圖2所示。其中PWM控制信號由TMS320F2810的通用定時器1產生。該信號在IR2183內部通過死區控制器和電平轉換控制邏輯，變為兩路帶死區切換的互補信號，分別從HO和LO引腳輸出控制半橋的上下兩個MOS場效應管輪流導通。當PWM信號由低變為高時，LO輸出低電平，關閉下端開關管Q2，經過一個死區時間后HO輸出高電平，自舉電容C2通過HO放電，驅動上端開關管Q1開通。電機電源通過Q1的漏極施加到電機上，驅動電機運轉。當PWM信號由高變為低時，HO輸出低電平，Q1關斷，經過一個死區延時后，LO輸出高電平驅動Q2開啟，向自舉電容提供充電回路，系統電源通過二極管D1向自舉電容C2充電。當PWM信號保持為低電平時，Q2可保持開通狀態，為電機提供剎車回路。

　　在半橋驅動電路和直流電機之間，串接的電流傳感器將流入電機的電流量轉換為電壓值，提供給DSC的ADCINA0端口進行監測。

　　考慮到MOS場效應管關斷延時比開啟延時要長很多，為了縮短關斷時的不穩定過程，減少開關損耗，在Q1和Q2的柵極電阻R1和R3上分別并聯一個反向的二極管D3和D4。同時，D4還可以避免在上端MOS管Q1快速導通時，下端MOS管Q3的柵極因耦合電壓上升而導致短路現象。

　　在Q1和Q2都關斷時，A點處于懸浮狀態，其電位不確定。當Q1導通時，A點電位又會變為15V，而要驅動N溝道MOSFET管可靠導通，必須在柵極施加一個正電壓，使V_GD>10~15V。因此，施加在Q1的柵極驅動電壓必須根據A點電位進行浮動。IR2183的浮動地引腳VS和芯片內部的高壓發生器與外部的自舉二極管和自舉電容一起形成一個自舉升壓電路，可為Q1提供可靠的導通電壓。本系統中D1和C2串聯形成了一個自舉電路。其中D1的電流額定值應大于等于MOS場效應管的門級電荷Qg與最高開關頻率的乘積。若最高開關頻率為100kHz，則對于IRF640來說，D1的額定電流值應大于5.8mA。同時為了減小自舉電容C2儲存的電荷損耗，應當選擇高溫反向漏電流小的超快恢復二極管。

　　由于電解電容存在有漏電流的問題，因此要盡量避免使用電解電容作為自舉電容。同時最小自舉電容的容值可根據公式1來計算：

    　　(公式1)

　　其中：
　　Q_g = 高端MOS場效應管的柵極電荷
　　f = 工作頻率
　　I_Cbs(leak) = 自舉電容漏電流
　　I_qbs(max) = 最大VBS靜態電流
　　V_CC = 邏輯電路部分的電源電壓
　　V_f = 自舉二極管的正向壓降
　　V_LS = 低端場效應管的導通壓降
　　V_Min = VB與VS之間的最小電壓
　　Q_ls = 每個周期電平轉換所需要的電荷(對于600V的半橋驅動器，該參數通常為5nC)

　　系統可靠性設計

　　由于直流電機是感性負載，因此當Q1關斷時，負載的電流不能突變，會轉換到由Q2的續流二極管進行續流。由于在Q2的源極和漏極的電路引線上都存在有雜散電感Ls2和Ld2，如圖3所示。加上續流二極管的導通延時，導致VS端的電壓會負過沖到參考地(COM端)以下。IR2183可保證VS相對COM端有5V的負過沖能力。但如果超過5V，IR2183的高端輸出(HO)將被鎖定，而不響應輸入信號的控制。輕者導致電路功能發生暫時性的錯誤，重則使LO和HO輸出都為高，導致半橋短路而燒毀器件。