準諧振工作的反激轉(zhuǎn)換器

引言
利用準方波諧振轉(zhuǎn)換器，亦稱準諧振(QR)轉(zhuǎn)換器，可設計出電磁干擾(EMI)特征波形較小的開關(guān)模式電源(SMPS)。這些轉(zhuǎn)換器基于著名的反激架構(gòu)，且QR控制器包含簡單的邏輯電路（無振蕩器），從而使任何SMPS設計師都能輕而易舉地理解準諧振。
這些轉(zhuǎn)換器正日益走俏，并主要應用于消費電子市場，但并非每位設計師都了解“準諧振”背后的原理。

準諧振
“準諧振”通常是指將真實的硬開關(guān)轉(zhuǎn)換器與諧振網(wǎng)絡相結(jié)合。與常規(guī)的PWM轉(zhuǎn)換器相比，QR工作所產(chǎn)生的開關(guān)損耗更小，但由于流經(jīng)MOSFET的RMS電流增大，因而導致較大的導電損耗。然而，準諧振的主要優(yōu)點之一在于能夠減小傳導或輻射干擾的頻譜分量。
該項技術(shù)存在的主要問題是當開關(guān)斷開時會產(chǎn)生很高的電壓。大多數(shù)時間內(nèi)，這些諧振離線設計均要求使用具有1kV左右BVdss的MOSFET，其價格之高使眾多需求者望而卻步。因此，設計師紛紛將目光轉(zhuǎn)向另一種折衷方案，即準方波轉(zhuǎn)換，它常常被誤稱為準諧振。

準方波諧振轉(zhuǎn)換器
如果仔細觀察一下標準的硬開關(guān)波形（圖1），我們可以看到，在給定的時間內(nèi)，漏極電壓達到了最小值。這種情況僅發(fā)生在磁芯去磁之后。
圖1  不連續(xù)導電模式(DCM)中的硬開關(guān)波形
如圖1所示，可以想象由一個控制器將MOSFET導通，直至其電流達到設置點。然后再由它來斷開MOSFET，直至檢測到磁芯去磁（通常通過一個輔助繞組）。因此，控制器不需要獨立時鐘，而僅檢測由負載/線路狀態(tài)所決定的事件是否存在：這就是所謂的自激工作方式。基于此技術(shù)的轉(zhuǎn)換器通常稱為自振蕩電源(SOPS)，谷點開關(guān)轉(zhuǎn)換器等。

振蕩的起源可以從圖2的電路中看到，圖中有L-C網(wǎng)絡。
圖2  典型的反激電路顯示出兩種不同的諧振網(wǎng)絡
因事件不同，存在兩種不同的配置：
* 在開關(guān)閉合時，初級電流不但流經(jīng)初級電感LP，還流過漏感LLEAK。導通時間結(jié)束后，儲存在LP中的能量通過耦合磁通傳送到變壓器的次級側(cè)。然而，變壓器兩端之間耦合的漏感使其電壓反向，并使漏極電壓快速上升。因此，LLEAK和CTOT共同形成了一個諧振網(wǎng)絡。
* 變壓器磁芯去磁時，初級和次級電流下降到零：次級二極管停止導電，而反射初級的電壓自然消失。這意味著VDS不斷趨近于VIN。但是，在沒有諧振網(wǎng)絡的情況下，轉(zhuǎn)換是突變的，由初級電感LP和與前面提到的幾乎相同的CTOT引起。正弦振鈴隨之產(chǎn)生，并因存在歐姆損耗而衰減。因此，漏極不斷處于振鈴波的各個局部最小值的位置上，這些最小值稱為“谷點”。如果我們能夠在這些波谷的中點位置將MOSFET導通，便可確保導通損耗最小，特別是那些與電容損耗有關(guān)的導通損耗：。因為其與漏極電壓的平方成正比，所以較小的VDS即意味著電容損耗較小。因此，準方波工作（或谷點開關(guān)）是指在VDS最小時重新啟動開關(guān)。如各圖所示，這種情況發(fā)生在變壓器磁芯去磁后的一段時間內(nèi)。采用這種方法，我們創(chuàng)建了一個轉(zhuǎn)換器，由于去磁時間取決于輸入/輸出的工作狀態(tài)，因此，它自然可以在可變頻率下工作。圖3為準方波轉(zhuǎn)換器的典型波形圖。
圖3  準方波轉(zhuǎn)換器的典型漏-源波形圖
可以看到，總周期由不同的事件組成，首先是磁化磁芯(TON)，然后完全去磁(TOFF)，最后插入一個時延(TW)以使漏極最小。分別計算這三個不同事件便可求出自激振蕩頻率。計算細節(jié)見安森美半導體網(wǎng)站的應用注釋AND8089或AND8145。
忽略TW，便可以用簡單的一次頻率迭代公式得出最終的計算結(jié)果（如送入Spice仿真器中）：

將方程輸入電子表格并畫出FSW和各種參數(shù)（VOUT、IOUT等）之間的關(guān)系，便可看出該系統(tǒng)頻率的高度可變性。圖4和圖5分別畫出了給定應用中FSW與輸入電壓及輸出電流之間的函數(shù)關(guān)系。
圖4  采用通用交流電源供電的100W SMPS的頻率變化
圖5  給定輸入電壓(100V)時頻率和負載之間的關(guān)系

較弱的EMI特征波形
控制正弦波（或接近正弦波）的變量所提供的頻譜分量總是比硬開關(guān)系統(tǒng)所提供的更窄。圖6和圖7描述了兩個工作在同一點上但采用不同開關(guān)技術(shù)的系統(tǒng)所呈現(xiàn)的傳導EMI特征波形：
圖6  軟開關(guān)方法減小了1MHz以上的能量譜分量
圖7  硬開關(guān)系統(tǒng)在同一部位產(chǎn)生大量的噪聲
由于MOSFET在漏極電平最低時重新啟動，因而此處不存在在開關(guān)閉合時放電的經(jīng)典COSS電容，而且極窄的峰值電流也已經(jīng)消失（當其足夠大時，該峰值也往往會干擾電流檢測比較器，甚至存在LEB電路的情況下亦不可避免）。因此，當開關(guān)模式電源(SMPS)需要在射頻部分附近工作時，尤其是在電視機底板應用中，推薦采用準方波轉(zhuǎn)換器。

檢測磁芯去磁事件
磁芯去磁檢測通常通過專用的輔助繞組來實現(xiàn)，其電壓波形直接與變壓器磁通相關(guān)： 。取決于控制器設備，觀察到的信號的極性必須與其檢測電路相適應。
圖8給出了采用反激和正激繞法的輔助繞組所發(fā)出的去磁信號的實例。
圖8  來自反激或正激繞組的磁芯去磁信號
請注意，這種技術(shù)并非用來檢測磁芯去磁或谷點，而是檢測輔助電壓的過零點，即VDRAIN=VIN。為了檢測真正的谷點，檢測中必須增加一個延遲。實際上，是在此輔助信號和控制器的輸入引腳之間增加一個小的RC濾波器：除了確保在谷點處導通所需的延遲之外，它也可濾除對重新啟動控制器產(chǎn)生負面影響的漏感因素。
當輔助繞組同時被用來對控制器供電時，正激類型將施加一個額外的限制，因為電源電壓和VIN成正比：控制器的電源電壓范圍必須足夠?qū)挘赃m應VAUX較大的變化。

實驗結(jié)果
這些結(jié)果來源于采用安森美半導體NCP1207的30W電源（參見圖9）。
圖9  30W準方波電源的原理圖
圖10顯示了高線電壓、額定負載時的漏極信號。特為進一步延遲去磁檢測以顯示谷點。
圖10  高線電壓、滿載時的VDRAIN
圖11顯示了輸出功率減小時的谷點跳變(P3 < P2 < P1)，以及真正輕負載情況(P4)下的跳頻。
圖11：不同輸出功率(P1 > P2 > P3 > P4)時的VDRAIN

結(jié)語
準諧振是減小由經(jīng)典反激電源產(chǎn)生的EMI的良好解決方案，而且設計并不復雜：由于其基于相同的拓撲，因而僅需更改控制器。但是必須小心處理自激工作所帶來的一些弊端：當電路需要和開關(guān)同步時，可變頻率可成為潛在的問題。另一個潛在的問題是，當輸入電壓變化時，給定初級峰值電流所提供的輸出功率亦會發(fā)生變化。通常，過載檢測基于峰值電流的監(jiān)視，如果要求真正的過載保護而不只是短路保護，則必須增加補償。

但是，只要正確設計，準方波轉(zhuǎn)換器亦可帶來一些優(yōu)點，特別是在電源必須靠近敏感信號如RF或視頻信號工作的應用中。因此，這些轉(zhuǎn)換器不僅非常適合用于電視機、機頂盒或DVD錄像機，也很適用于線路濾波器尺寸可大大減小的外部電源。