用MAX2648 5GHz LNA設計獲得高頻穩定性

MAX2648 LNA在5GHz至6GHz頻段具有17dB的增益和1.8dB的噪聲系數。與所有優秀的微波器件一樣，MAX2648 LNA工作在高頻時(高至20GHz)具有極高的增益。眾所周知，如果不采取適當的微波設計技術，這種放大器在頻率大于10GHz時潛在著自激振蕩的可能。本應用筆記闡述了MAX2648 LNA微波匹配電路的設計方法，在保證穩定工作的前提下獲得盡可能高的性能指標。

設計中要考慮的因素

以下是設計高性能微波LNA時需要考慮的因素：

• PCB材料的選擇
• 元件的選擇
• 電源旁路
• 輸入和輸出匹配電路

PCB材料的選擇

在5GHz頻段，低噪聲放大器前、后的傳輸線損耗都是顯著的。放大器輸入端的線上損耗尤其重要，因為這種損耗將直接疊加到LNA的噪聲系數中。由此，建議使用低損耗的電介質材料作為PCB材料。例如，MAX2648評估板采用10mil厚的Rogers 4350 “基于FR4的層壓板”材料。層壓板使微波傳輸帶具有穩定的損耗因數，而且FR4板提供了一種低成本支持。

電容的選擇
為了達到最優的噪聲系數，在輸入輸出匹配電路中使用高Q值電 容至關重要。使用低Q元件將對噪聲系數產生不利影響。在MAX2648評估板上進行的實驗表明：當使用普通有損電容(如jelly-bean NPO)取代高Q電容(如ATC或Vitramon)時，噪聲系數將損失0.2dB。然而，高Q瓷片電容過于昂貴，不適合批量產品的設計，作為在成本和性 能之間的折中可以選擇Murata的GJ615系列產品。

電源旁路
為了在微波頻段穩定工作，電源旁路是十分必要的。值得注意的是要選擇一個在去耦頻點阻抗最低的電容。例如，1000pF的電容并不適合高頻去耦，因為它的最低阻抗出現在幾百MHz頻率以下。在5GHz頻點，自激振蕩頻率會使它更像一個電感器。所以，高頻去耦時電容一般應小于10pF并放在靠近IC的地方。對于低頻去耦，1000pF與0.01µF的電容一起使用是一個很好的選擇，而且它們不必直接放在IC引腳處。

輸入和輸出匹配

MAX2648 LNA是高增益微波器件，為了在高頻端穩定工作，它需要合適的輸入和輸出匹配電路。普通的SMT電容和電感通常具有低于6GHz的自激振蕩頻率。當使用MAX2648進行設計時，要注意避免使用自激振蕩頻率低于6GHz的元件。

為了確保MAX2648的高頻穩定性，應該在輸出端使用一個小的容性短截線作為匹配電路的一部分。如果LNA輸出端采用感性終端匹配(尤其是與耦合電容串 聯)會導致高頻振蕩，這需要在設計中注意避免。較長的傳輸線會產生電感效應，建議使用容性短截線以補償這部分額外的電感。當頻率很高，集總元件顯現出電感 特性時，容性短截線能夠在它與地之間提供一個很好的電容。為了說明這一點，將一個呈現高頻振蕩的電路仿真與一個沒有振蕩的電路仿真進行比較。需要說明的 是，仿真中使用的元件模型在超過其規定的頻率時會出現故障。精確的高頻分析是困難的，但是電路仿真確實能夠說明其總的趨勢，為粗略估計電路特性提供一種有 用的工具。

圖1是一個工作在13.5GHz左右、不穩定電路的ADS仿真曲線。此時的輸出匹配電路全部使用集總元件。如下面的原理圖所示。


圖1. 使用集總元件時的ADS仿真


圖2. 輸入和輸出匹配電路的設計圖(0.4mm線路電阻為50Ω)

圖3所示為使用容性短截線得到的結果，容性短截線通過在輸出端使用一個較寬的微帶線實現。電容量大致可按下面的公式計算：

圖3. 輸出端使用容性短截線的ADS仿真


圖4. 2mm x 4mm短截線的布線圖(0.4mm引線電阻為50Ω，微帶線的長度標在圖上)

微帶線尺寸大約為2mm x 3.5mm，介電常數4.1，襯底厚度0.2mm，容值約為1.27pF，忽略邊緣效應。為便于調諧，與地之間并聯了一個電容。根據需要將輸入和輸出旁路電容的位置調整到可獲得最佳噪聲系數和增益的位置。

總結

輸入和輸出匹配網絡是確定低噪聲放大器性能的關鍵因素。本應用筆記給出了一個確保MAX2648在所有頻率下穩定工作的簡單方法，即在輸出匹配網絡中使用一個容性微帶線。不同的應用需要的匹配網絡會稍有不同，但其基本原理對大多數情況都是適合的。