基于PWM芯片UC3842的醫療開關電源設計方案

如圖四所示，共模電感L1的差值電感與電容CX1及CX2構成了一個π型濾波器。這種濾波器對差模干擾有較好的衰減。除了共模電感以外，圖四中的電容CY1及CY2也是用來濾除共模干擾的。共模濾波的衰減在低頻時主要由電感器起作用，而在高頻時大部分由電容CY1及CY2起作用。MOV1是為了防止雷擊，能夠吸收5000Vac瞬間雷擊。

2、啟動電路

如圖三所示，電源通過啟動電阻R1給電容C4充電。當C4電壓達到UC3842的啟動電壓門檻值時，UC3842開始工作并提供驅動脈沖，由6端輸出推動開關管工作。隨著UC3842的啟動，R1的工作也就基本結束，余下的任務交給反饋繞組，由反饋繞組產生電壓經過D7和Z3、R8、Z1來為UC3842供電。

3、過流、短路保護電路

如圖三所示，當負載電流超過額定值時，場效應電流增加，R9上的電壓反饋至CSEN（3腳），通過內部電流檢測比較器輸出復位信號，最后導致開關管關閉。只有在下一個基準脈沖到來時，才可能重新開啟開關管，而不可能出現開關管電流在恒流值左右振蕩的情況。當出現輸出短路時，輸出電壓會下降，同時為UC3842供電的反饋繞組也會出現輸出電壓下降。當輸入電壓低于87Vac時，UC3842停止工作，沒有觸發脈沖輸出，使場效應管截止。短路現象消失后，電源重新啟動，自動恢復正常工作。這就是俗稱的電路“打嗝”現象。

4、精密反饋電路

當開關管導通時，整流電壓加在變壓器初級繞組上的電能變成磁能儲存在變壓器中，開關管截止后，能量通過次級繞組釋放到負載上。由公式：U0=（Ton/（n Toff））E可以得出，輸出電壓和開關管的導通時間及輸入電壓成正比，與初、次級繞組的匝數比及開關管的截止時間成反比。反饋電路采用精密穩壓器TL431和線性光耦PC817.利用TL431可調式精密穩壓器構成誤差電壓放大器，再通過線性光耦對輸出進行精確的調整。如圖三，輸出電壓經Z2、R15分壓后得到的取樣電壓，與TL431中的2.5V基準電壓進行比較。當輸出電壓出現正誤差，取樣電壓大于2.5V，TL431的穩壓值降低，光耦PC1控制端電流增大，UC3842的反饋端（VFB）電壓值增大，輸出端的脈沖信號占空比降低，開關管的導通時間減少，輸出電壓降低；反之，如果輸出電壓出現負誤差，UC3842的輸出脈沖占空比增大，輸出電壓增高，達到穩壓目的。同時，整個電源系統的輸入、輸出被隔離，UC3842受到的干擾減少。在對電壓精度要求高的場合，會把電壓反饋信號從補償端（CMOP）輸入，不用UC3842的內部放大器。因此反饋信號的傳輸縮短了一個放大器的傳輸時間，使電源的動態響應更快。

5、整流濾波電路

輸出整流濾波電路直接影響到電壓波紋的大小，影響輸出電壓的性能。開關電源輸出端對紋波幅值的影響主要有以下幾個方面：

（1）輸入電源的噪聲。解決的方案是在電源輸入端加電容C1x及電感L1，以濾除此噪聲干擾。

（2）高頻信號噪聲，開關電源中高頻噪聲主要是由高頻變壓器和功率管器件產生。對于這類高頻噪聲的解決方案是在輸出端采用C9、L2、C11構成π型濾波的方式。濾波電感采用150μH的電感，可濾除高頻噪聲。

（3）采用肖特基二極管D8整流。基于它低壓、功耗低、大電流的特點，有利于提高電源的效率；其反向恢復時間短，有利于減少高頻噪聲。

（4）為了減少共模噪聲，在輸出地和輸入地之間接電容C13.

6、導通時序

如圖五所示，在負載不同的時候，其時序電路是不一樣的。在滿載時絕大多數始終周期是導通的，也就是導通的頻率高，中等負載會跳過一部分始終周期，而輕載時要跳過大部分的始終電路，只有少數始終周期是導通的，這樣導通周期的頻率是很低的。圖五中，U0是輸出電壓，CLK是UC3842的基準脈沖，D是UC3842的輸出脈沖，Id是流過開關管的電流，Ud是變壓器初級繞組下端（開關管MOSFET漏級）的電壓。

圖五負載不同時的波形

實驗結果

該開關電源的性能，按上述應用電路進行了測試，動態負載響應快，具有良好電磁兼容性能并能通過美國的FCC CASEA標準。不同輸入電壓和不同負載時，輸出電壓如圖六所示。

圖六輸出電壓波形

表一為空載輸入電壓在90～264Vac波動時，輸出電壓的波動情況。表二是負載電流在100mA～1.2A變化時，輸出電壓的波動情況。

結束語

UC3842是一種高性能的固定頻率電流型控制器，單端輸出，可直接驅動晶體管和MOSFET，具有管腳數量少、外圍電路簡單、安裝與調試簡便、性能優良、價格低廉等優點。本設計中充分使用了UC3842的控制功能，實現了對輸出電壓的負反饋調節以及各種保護機制。這種開關電源結構簡單，性能穩定，實現了對醫療設備供電，對提高醫療設備整體性能大有益處。