單端反激式開關電源的設計及仿真研究
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1引言
本文引用地址：http://www.czjhyjcfj.com/article/230889.htm由于開關電源既節能又帶來巨大的經濟效益，引起社會各界的重視而得到迅速推廣。隨著電源技術的飛速發展，高頻化、小型化、集成化成為開關穩壓電源的發展趨勢。單端反激式開關電源不僅具有體積小、效率高、線路簡潔、可靠性高的優點，而且有自動均衡各路輸出負載的能力，所以常常被用于設計大功率高頻開關電源的輔助電源或功率開關的驅動電源[1-2]。PSPICE軟件是EDA領域最負盛名的公司ORCAD所開發的通用電路模擬仿真軟件。
與其他的仿真軟件比較，PSPICE具有很多優點：增加了模型和元器件的種類，用戶可以直接調用模型庫中的元器件，也可以根據實際的需要修改模型的參數，或是建立自己的模型；運用PSPICE建立的模型比較精確，可以更好的模擬實際電路；由于利用PSPICE對電路進行分析不需要實際的元器件，因此，在仿真中不會受到元器件的數量和類型的影響；PSPICE的操作比較簡單，實用性強，利用它用戶可以對復雜的電路進行仿真，減少電路設計的周期和費用。PSPICE具有良好的人機界面和控制方式，通過波形分析窗口，用戶可以方便觀察輸出波形的性質，對電路的設計有重要的指導意義。
2單端反激式開關電源的基本原理
開關電源是將交流輸入（單相或三相）電壓變成所需的直流電壓的裝置。電路主要由輸入電磁干擾濾波電路、輸入整流濾波電路、功率變換電路、輸出整流濾波電路等組成。開關電源的基本原理如圖1所示，控制電路是一個由輸出電壓反饋控制環和電感電流反饋控制環組成的雙閉環控制系統。其中，電流環能使輸入電流跟蹤輸入電壓的變化接近正弦，電壓環使電壓穩定的輸出。其基本原理是:交流輸入電壓經電網濾波、整流濾波得到直流電壓U1，通過功率開關管VT或MOSFET斬波、高頻變壓器T降壓之后，輸出所需的高頻矩形波電壓，最后經過由VD、C2組成的輸出整流濾波電路，得到需要的高質量、高品質的直流電壓UO輸出。利用電流檢測電阻將開關管的電流轉化成電壓反饋信號，然后再與電壓控制環檢測到的電壓進行比較，產生PWM波，進而控制輸出電壓的大小。
圖1單端反激式開關電源的基本原理圖
3單端反激式開關電源電路的設計
本文對多功能單端反激式開關電源電路的設計，只集中在高頻變壓器和控制電路的設計。控制方法有：峰值電流控制模式，它是一種固定時鐘開啟、峰值電流關斷的控制方法，它不是用電壓誤差信號直接控制PWM脈寬，而是用峰值電感電流間接控制PWM脈寬；平均電流控制模式，也是一種恒頻控制，它的優點是抗干擾性好，缺點是電路比較復雜，設計不合理時會產生振蕩；滯環電流控制模式，它是一種變頻調制，其優點是工作穩定性好，抗干擾性好，不易產生振蕩，缺點是對電感電流要進行全面的檢測和控制。比較以上三種控制方法，本設計采用峰值電流控制模式。多功能開關電源的性能指標為：
輸入直流電壓：170V-700V；
輸入電壓頻率：100kHz；
額定功率：70W；
最大占空比：48%；
操作溫度：-10℃～70℃；
輸出電壓電流：5V/1A，24V/2A，±15V/0.2A，15V×3/0.15A，15V/0.3A；
電壓調整率和負載調整率均小于3%，并且具有較高的效率。
3.1.高頻變壓器設計
變壓器的設計方法有很多種，如文獻[3]中介紹的單向設計法和文獻[4]介紹的簡便設計方法，對于單端反激式開關電源中的高頻變壓器可以采用后一種簡便的設計方法。其設計流程圖如圖2所示。
圖2單端反激式開關電源中高頻變壓器簡便設計方法的流程圖
按照上面的流程計算變壓器的參數。
（1）確定變壓器的輸出功率
在直流輸入170V~700V范圍內，輸出1路5V/1A，1路24V/2A，1路15V/0.2A，1路-15V/0.2A，3路15V/0.15A，1路15V/0.3A的電壓。總的輸出功率Po=70.25W，所以高頻變壓器的輸出功率取70W。
（2）計算原邊繞組的峰值電流
式中：Us取最小值，Dmax為反激變壓器的最大占空比，取0.45。計算得IP=1.83A。
（3）計算原邊繞組的電感值
原邊繞組的電感值由以下公式表示：
式中：Us(min)為輸入電流的最小值，Dmax為反激變壓器的最大占空比，取0.45，計算得LP=0.42mH。
（4）計算Dmin
當Us(max)時有最小的占空比Dmin。所以當輸入電壓從最大值變化到最小值時，占空比從最小值變化到最大值。它們之間的關系可以表示如下：
式中：
為電壓的波動范圍系數。帶入各數值計算得到Dmin=0.166。
（5）磁芯規格的選擇
假設原邊繞組線徑為dw，則原邊繞組所占磁芯窗口的面積可由下面公式計算：
式中：△B——工作磁感應強度的變化值，一般取飽和磁感應強度的一半，即
；dw——導線的直徑。計算得APP=0.246cm4，取AP=4APP=4×0.246=0.984(cm4)。
（6）計算氣隙的長度
式中：Ae為磁芯的有效面積，代入數值計算得到lg=0.06cm。即在磁芯中心柱打磨出長度為0.06cm的氣隙，或在磁芯外側磁芯柱各打磨0.03cm的氣隙。
（7）計算原邊繞組的匝數
原邊繞組匝數的計算有兩個計算公式：式（6）、式（7），通常取原邊繞組的匝數為兩個計算公式分別計算的原邊繞組匝數的平均值。
計算出原邊繞組的匝數為52匝。
（8）計算副邊繞組的匝數
副邊繞組匝數按輸入最小電壓，導通的占空比最大進行計算。因為
式中：Ns——副邊繞組的匝數；UD——整流二極管的正向壓降，取1V；Uo——副邊繞組的輸出電壓。
整理公式（8）可以得到：
經計算得：
輸出電壓為24V時，
匝，取Ns=10匝；
輸出電壓為15V時，
匝，取Ns=6匝；
輸出電壓為5V時，
匝，取Ns=3匝。
3.2電壓反饋環的設計
電壓反饋電路有四種基本的類型：基本反饋電路；改進型基本反饋電路；配穩壓管的光耦反饋電路；配TL431的精密光耦反饋電路。四種基本反饋電路的分析比較如表1所示。
表1各種電壓反饋電路的比較
在本設計中，由于對電壓調整率和負載調整率的要求較高，故采用配TL431的精密光耦反饋電路。配TL431的精密光耦反饋電路如圖3所示。在配TL431的精密光耦反饋電路中，用TL431型可調式精密并聯穩壓器來代替穩壓管，從而構成外部誤差放大器，對輸出電壓進行調整。雖然該電路的電路比較復雜，但是該電路的穩壓性能最佳。對于有多路輸出的單片開關電源，除了把主輸出作為主要的反饋信號外，其他各路輔助輸出也按照一定的比例反饋到TL431的2.5V基準端，這對于提高多路輸出式開關電源的整體穩定性具有重大的意義。
圖3配TL431的精密光耦的電壓反饋電路
3.3電流反饋環的設計
電流環通過用電流檢測電阻將開關管的電流轉化成電壓反饋信號，然后在與電壓控制環檢測到的電壓進行比較，產生PWM波，控制輸出的電壓。對輸入電壓的變化和負載變化響應快，回路穩定性好，抗干擾性能強，電壓調整率小等優點[5]。
圖4電流反饋電路
4.仿真實驗測試
在以上的分析研究的基礎上，建立了仿真模型，運用ORCAD/PSPICE對該開關電源的整體電路進行仿真實驗的基礎上，修正了電路中各種元器件的關鍵參數，使得電路的性能能夠發揮到最佳。
為了優化多功能開關電源的系統設計方案，減少開發過程的盲目性、復雜性，縮短開發周期，極低成本，本文對多功能開關電源的整體電路進行了仿真。運用ORCAD/PSPICE建立了多功能開關電源整體系統的仿真模型，然后對系統進行穩態、動態特性分析，尋求滿足設計性能要求的元件參數[6-7]。整體電路的測試圖如圖5所示。
圖5整體電路的測試圖
在仿真的過程中往往會遇到收斂性的問題。收斂的問題以各種形式、規模以及假象出現，通常都與電路的拓撲結構、器件的建模、仿真器的設置等因素有關。快速解決收斂性問題的辦法是：設置OPTION設置里的一些選項。
ABSTOL=0.01μ(Default=1p)
VNTOL=10μ(Default=1μ)
GMIN=0.1n(Default=1p)
RELTOL=0.05(Default=0.001)
ITL4=500(Default=10)
這些設置可以解決大多收斂性問題，當然如果電路中的錯誤，它是解決不了的。如果模型不夠精確，上面的設置需要實時調整才能得到想要的結果。
多功能開關電源中，5V輸出電路的輸出波形如圖6所示。由圖可以看出，本文所設計的5V電源滿足電壓調整率和負載調整率的要求。
圖65V電源的測試波形圖
15V輸出電路的輸出波形如圖7所示。由圖可以看出，本文所設計的15V電源滿足電壓調整率和負載調整率的要求。
圖715V電源的測試波形圖
24V輸出電路的輸出波形如圖8所示。由圖可以看出，本文所設計的24V電源滿足電壓調整率和負載調整率的要求。
圖824V電源的測試波形圖
5.結論
在運用ORCAD/PSPICE對開關電源的整體電路進行仿真實驗實驗結果表明，該多功能開關電源各路輸出的電壓調整率、負載調整率和開關電源的總功率均達到了預期的要求。在負載大范圍變化的情況下，具有輸出穩定、電壓紋波小、結構簡單、效率高等特點。
參考文獻
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