基于載波移相的級聯多電平并網逆變器研究

2．1 主電路拓撲及控制策略
圖2示出并網逆變器的主電路拓撲。各H橋單元均采用相同電壓的直流電壓源、較低開關頻率的SPWM策略、相同的調制信號、相同的載波比和調制比；不同的是每個H橋單元的載波依次錯開一定的角度，因此，逆變器輸出的是一個階梯波，更接近于正弦波，能有效消除輸出諧波。

設單相逆變器系統主電路由N個H橋單元組成，采用雙極性三角載波移相SPWM控制策略，則一個H橋的輸出電壓表達式為：

由式(1)和式(2)可知，uo的最大諧波集中在2N倍的載波頻率附近，輸出電壓提高N倍，等效開關頻率提高2N倍。
圖3以3個H橋級聯為例，一個H橋單元左右橋臂的三角載波信號相差π，則每個H橋比前一個H橋的三角載波信號滯后π／N。 圖3中載波信號1～6分別與圖2中的H1左橋臂、H2左橋臂、H3左橋臂、H1右橋臂、H2右橋臂、H3右橋臂相對應。以H1為例分析，在t0～t1時段內，VT12和VT14導通，H1處于旁路狀態，輸出為0；在t1～t2時段內，VT11和VT14導通，H1輸出為E；在t2～t3時段內，VT11和VT13導通，H1處于旁路狀態，輸出為0；在t3～t4時段內，VT12和VT14導通，H1處于旁路狀態，輸出為0；在t4～t5時段內，VT12和VT13導通，H1輸出為-E；在t5～t6時段內，VT11和VT13導通，H1處于旁路狀態，輸出為0；因此H1輸出為E，0，-E3種狀態。同樣H2和H3輸出亦為E，0，-E 3種狀態。Ho是H1，H2和H3輸出之和，即有圖3所示的3E，2E，E，0，-E，-2E，-3E 7種電平狀態。

2．2 DSP+CPLD實現載波移相
3個H橋級聯需要6個相位依次相差π／3的三角載波，而TMS320F2812上只有4個獨立的定時計數器，不能實現輸出6列載波信號。因此需要
采用DSP+CPLD相結合的方法來實現。如圖4所示，定時計數比較器由6個計數器和6個比較器組成，計數器由時鐘分頻器提供時鐘信號，6個計數器進行雙向增減模式計數，分別產生在時間上錯開T／6(T為計數器的周期)的6列三角載波信號，如圖3中載波信號1～6所示。

DSP輸出的脈寬比較值數據先由數據鎖存器進行鎖存，數據送到定時計數比較器中進行死區處理，之后6個比較器將計數器的值與脈寬比較值進行實時比較，輸出12路PWM波形。每個計數器在達到計數周期值時均會產生中斷信號，該中斷信號通過一定時間的延時可直接送到DSP
的捕獲口，而保護信號與CPLD實時通信，無延時，實現DSP與CPLD協同工作。由于載波移相調制方法各個載波依次錯開T／6時間，故該6個中斷信號不會有時間上的重疊，因而不會造成中斷信號沖突。DSP響應外部中斷后進入中斷子程序進行A／D采樣和相應的脈寬比較值計算，再將這些數據送到CPLD。如此循環，實現12路帶死區的PWM控制信號的輸出。
2．3 并網電流控制策略
并網逆變器選擇電流閉環控制，只需要控制逆變器，使其輸出的電流跟蹤電網電壓相位就能實現并網運行，因此控制系統的結構和算法實現相對簡單，控制系統穩定性好。電流環的數學模型如圖5所示。

由圖5可得系統的開環傳遞函數為：

式中：Udc為直流側電壓；Ip為交流側電流的峰值；ω為交流電流的角頻率；△Im為諧波電流脈動最大允許值；Up為電網電壓的峰值。

3 仿真與實驗結果
在Matlab的Simulink環境下進行仿真，參數設置為：直流側電壓450 V，并網電流峰值5 A，頻率50 Hz，采樣頻率7．5 kHz，濾波電感7．5 mH，對級聯7電平并網進行仿真。
由仿真可知，級聯7電平并網輸出電壓和電流波形更加接近于正弦波，THD分別為20．93％和1．1％；逆變器輸出電壓最大諧波集中在45 kHz附近，與理論分析相符合。
在理論分析和仿真基礎上，建立了單相級聯7電平并網逆變器實驗系統，系統由主電路、電流電壓檢測電路、DSP控制單元、基于CPLD的12路PWM發生單元、驅動保護電路和并網電感等組成；主電路采用3個H橋組成單相級聯并網逆變器，可實現7電平輸出。實驗參數：電網相電壓220 V，頻率50 Hz；每個H橋單元直流側電壓150 V，濾波電感7．5 mH，開關頻率7．5 kHz，PI調節器參數為Kp=0．09，KI=0．14。

圖6a為穩態工作時逆變器輸出7電平電壓波形；圖6b表明系統具有較好的穩態性能；當并網電流(峰值)由2．5 A到5 A突變時，系統的動態響應波形如圖6c所示；電流的響應速度快，無沖擊電流，證明該系統具有較好的動態響應性能。

4 結論
仿真和實驗結果表明，將載波移相技術應用于級聯多電平并網逆變器，能實現在較低的器件開關頻率下輸出電流電壓的諧波含量低，系統暫穩態性能良好，等效開關頻率高，降低了開關損耗，因此這種并網逆變器在高壓大功率逆變器領域具有較好的應用前景。