單級式串聯型輸出雙Buck全橋并網逆變器的設計

全橋逆變器具有拓撲簡單、成本較低的特點，因此得到廣泛應用，但其逆變效率低，輸出波形質量差。分析了戶用型單級式雙Buck全橋光伏并網逆變器的工作原理，實驗中以變步長功率擾動觀察法實現光伏系統的最大功率輸入，并在逆變環節采用雙Buck全橋拓撲結構以提高逆變效率，改善并網質量。整個系統采用帶前饋補償的電流內環、電壓中環及最大功率點跟蹤(MPPT)功率外環的三環控制策略，并在Matl ab仿真平臺上驗證了系統控制策略的正確性。制作了一臺1.3 kW光伏并網逆變器樣機，并網電流總諧波畸變率接近3%。

引言

并網逆變器作為電網和光伏陣列的主要接口設備，其性能決定著整個光伏發電系統的性能。光伏并網發電系統中的主要問題是如何提高系統工作效率及改善并網波形質量。常見的單相光伏并網逆變器按照其功率拓撲級數可分為單級式、兩級式和多級式。由于單級式逆變器只有一個能量變換環節，故其工作效率最高。常見的單級式橋式逆變器同一橋臂的上下開關管可能存在直通情況，降低了系統的可靠性，為防止直通情況的出現，需在驅動信號間加入死區，這就造成輸出電流波形畸變;另一方面橋式逆變器中無獨立的續流二極管，MOSFET和IGBT體二極管反向恢復時間長，造成開關管的開關損耗較大，且開關管的驅動頻率不能過高。而雙Buck逆變器可以解決上述問題，且所有功率管和電感在半個輸出周期高頻工作。

由于雙Buck半橋逆變器存在直流側電壓利用率低的問題，這里以串聯型輸出的雙Buck全橋逆變器模型為研究對象，提出了帶前饋補償的電流內環、電壓中環及MPPT功率外環的三環控制結構，基于Matlab仿真平臺驗證了系統控制策略，并對并網逆變器的MPPT及逆變橋驅動方法進行了研究，最終設計了一臺實驗裝置。

串聯型輸出雙Buck全橋逆變器

單相單級式串聯型輸出的雙Buck全橋光伏并網逆變器主電路拓撲如圖1所示。其中，V1，L1，VD1構成一個Buck電路;V2，L2，VD2構成一個Buck電路。兩個雙Buck半橋逆變器輸入并聯，接PV輸入端，輸出串聯接電網，組成了雙Buck全橋逆變器，克服了雙Buck半橋逆變器直流側電壓利用率低的問題，實現了兩個雙Buck半橋逆變器均壓、均功率輸出。由于雙Buck逆變器需要的電感個數較多，設計中采用磁集成技術來減小電感的體積和重量，降低電感的功率損耗。

圖1 主電路拓撲

逆變全橋通常采用單極性SPWM、雙極性SPWM兩種驅動方式。為提高逆變效率，改善并網波形質量，采用單極性SPWM驅動方式驅動開關管。其工作模態如下：

(1)并網電流iL1與電網電壓同向階段。

模態1 功率開關管V1，V4導通，在輸入電壓和輸出電壓作用下，iL1與電網電壓同向線性增加。

模態2 V1導通，V4斷開，VD4導通，形成續流回路，在輸入、輸出電壓作用下，iL1與電網電壓同向線性減小。

(2)并網電流iL2與電網電壓同向階段。

模態3 功率開關管V3，V2導通，在輸入、輸出電壓作用下，iL2與電網電壓同向線性增加。

模態4 V3導通，V2斷開，VD2導通，形成續流回路，在輸入、輸出電壓作用下，iL2與電網電壓同向線性減小。

光伏陣列MPPT

光伏系統MPPT的實現結合了恒壓跟蹤法和擾動觀察法。在系統啟動時，檢測光伏陣列開路電壓，用恒壓跟蹤法計算出理論最大功率點電壓，此處電壓作為擾動觀察法跟蹤的起始點。為快速準確地跟蹤到最大功率點，采用變步長擾動跟蹤，其程序流程如圖2所示。dp=p(k)-p(k-1)，dt=t(k)-t(k- 1)=T，α為正系數，Ts為PV端電壓、電流采樣周期。系統根據光伏陣列輸出曲線特性，觀測其輸出功率變化率，調整跟蹤步長，得到光伏陣列輸出最大功率處參考電壓。

圖2 MPPT 程序流程圖

逆變器并網控制

逆變器輸出可控制為電流源或電壓源。若將并網逆變器控制為電壓源，在并網過程中易產生環流，如圖1所示。該逆變器是具有輸出電流特性的電壓并網逆變器。圖3示出并網逆變器的控制策略框圖。

圖3 并網逆變器控制策略

控制系統采用了三環控制結構。MPPT功率外環的輸出作為電壓中環直流側電壓的給定。電壓中環的輸出與電網同步正弦信號的乘積作為電流內環的給定。根據圖1可知：

uo-ug=SLiL，uo=SUpv (1)

式中：uo為橋側輸出的脈動電壓、ug為電網電壓、s為拉普拉斯算子、L為回路電感值、L為進網電流、S為逆變器開關函數、Upv為光伏電池輸入電壓。

由式(1)可得：

iL=(SUpv-ug)/(sL) (2)

由式(2)可見，ug為并網電流的擾動量，會影響系統動態跟蹤性能。故在電流內環中加入電網電壓前饋控制以增強系統的抗干擾性。其前饋補償系數為：

Kf=1/Upv (3)

在單位功率因數條件下，逆變器效率為η，根據并網逆變器交、直流側功率平衡原則，有：

UpvIdcη=ugiL (4)

由式(4)可知，在穩定情況下，并網逆變器交流電流到直流電流的變比關系為：

KL=Idc/iL=ug/(ηUpv) (5)

由圖1可知，在穩態情況下，母線電容Cpv兩端的電壓為：

Upv=(Ipv-Idc)/(sCpv) (6)

圖3中，G1(s)，G2(s)分別為直流側電壓外環和電流內環調節器傳遞函數，通常采用PI調節器：

若忽略開關管非線性特性的影響，PWM環節可等效為一個比例慣性環節：

GPWM(s)=(Upv/Utri)[1/(1+sTc)] (8)

式中：Tc為高頻載波周期。仿真和實驗

實驗中采用TopCon系列可編程直流電源模擬太陽能光伏電池。為驗證所提出系統的可行性，在Matlab/Simulink仿真平臺上完成雙Buck全橋并網逆變器控制模型的仿真。參數設置如下：采用可編程直流電壓源，MPP電壓設置為400 V，MPP電流設置為3.4 A，MPP功率為1.36 kW。電路中，電感L1～L4均為0.6mH。選用IKW15N120T2型開關管，其驅動電壓18 V，高頻載波頻率為18 kHz。Matlab仿真模型的參數與實驗樣機保持一致。

并網電流的參考方向如圖1所示。其中iLb表示輸出正半周期的并網電流，iLd表示輸出負半周期的并網電流。圖4a，b分別為樣機實驗結果和仿真結果的波形圖。可見，逆變器并網電流正負半軸波形與電網電壓波形同頻同相。功率因數接近1。

圖4 實驗結果和仿真結果

采用Matlab的FFT工具箱進行并網電流FFT分析，結果如圖5所示。仿真所得并網電流諧波分量為3.13%，并網電流質量較高。

圖5 并網電流FFT分析

結論

針對普通全橋逆變器的缺點，設計了單級式串聯型輸出的雙Buck全橋并網逆變器，并分析了其工作原理。通過改進型MPPT算法來提高MPPT的跟蹤效果。實驗和仿真結果表明設計的正確性，穩態狀況下逆變器能輸出較好的并網波形。