了解變壓器耦合電壓開關D類放大器

作者：時間：2024-10-08 來源：EEPW編譯

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在本文中，我們將學習變壓器耦合電壓開關D類放大器的工作原理，并重點介紹它的一些優點。

本文引用地址：http://www.czjhyjcfj.com/article/202410/463416.htm

本系列的前幾篇文章研究了互補電壓開關D類放大器以及影響其性能的一些非理想因素。在本文中，我們將討論一種不同的D類配置：變壓器耦合電壓開關（TCVS）放大器。TCVS放大器的示意圖如圖1所示。

變壓器耦合電壓開關D類放大器示意圖。

圖1.變壓器耦合電壓開關D類放大器

在本文中，我們將探討該放大器的操作，分析其性能，并將其與基本的B類配置進行比較。為了幫助鞏固我們討論的概念，我們還將在兩個示例問題中確定TCVS放大器的電路參數。然而，在這之前，讓我們檢查一下電路本身。

TCVS放大器示意圖

您可能已經注意到圖1與之前文章中的變壓器耦合推挽式B類放大器之間，存在一些相似之處。為了便于比較，圖2中再現了推挽式B級的簡化圖。

變壓器耦合推挽式B類放大器的電路圖。

圖2.變壓器耦合推挽式B類放大器

在上述兩種配置中，兩個晶體管（Q1和Q2）在輸入信號的交替半周期內工作。在任何給定時間，只有一個晶體管被驅動導通。為了避免兩個晶體管同時導通，中心抽頭輸入變壓器（T2）從單端輸入信號產生相反極性的驅動信號。

T2的中心抽頭連接到固定偏置電壓。在圖2中，該電壓標記為Vbias。對于推挽式B級，選擇Vbias以適當地偏置晶體管，使其剛好低于導通點。對于TCVS配置，偏置電壓為地。

這兩種類型的功率放大器都使用輸出變壓器（T1）來組合集電極電流。在圖1和圖2中，輸出變壓器的中心抽頭連接到電源（VCC）。一個主要區別是推挽式B級直接連接到負載。另一方面，TCVS配置通過串聯LC電路連接到負載。

盡管有上述相似之處，但這兩個放大器的工作方式完全不同。在推挽式B類放大器中，晶體管作為電流源工作，在T1的次級產生正弦電壓。然而，使用TCVS放大器，晶體管被足夠硬地驅動以充當開關，T1次級的電壓信號是方波。

TCVS放大器是如何工作的？

首先，讓我們考慮TCVS放大器工作的每個半周期。圖3中的簡化圖顯示了當上部開關（S1）閉合而底部開關（S2）打開時的放大器。我們假設晶體管充當理想開關，這就是為什么在本圖和下圖中S1和S2取代了Q1和Q2。當晶體管導通時，其相應的開關閉合；當晶體管關斷時開關斷開。

當上部開關打開而下部開關關閉時，TCVS放大器。

圖3.當S1關閉而S2打開時，TCVS放大器

在這個半周期中，節點C顯然處于地電位。VCC的電壓降出現在初級繞組的上段。其極性在圖中以紫色顯示。

由于變壓器的作用，下繞組上也感應出相同的電壓。因此，節點D處于2VCC，而節點C處于地。請注意，我們假設變壓器和開關都是理想的。

圖4顯示了下一個半周期，即S1打開，S2關閉。

當上部開關關閉而下部開關打開時，TCVS放大器。

圖4.當S1打開而S2關閉時，TCVS放大器

VCC的電壓現在出現在初級繞組的下段。繞組之間的磁耦合在初級繞組的上段產生相同的電壓。極性再次以紫色顯示。在這個半周期中，節點D接地，節點C處于2VCC。

了解電壓波形

查看：

當Q1關斷而Q2接通時，節點C處于2VCC，節點D處于地。

當Q1導通，Q2關斷時，節點C接地，節點D為2VCC。

因此，節點C和節點D處的電壓（分別為VC和VD）是在零和2VCC之間切換的方波。圖5顯示了兩個完整周期內的電壓波形，假設Q1在前半個周期為OFF，Q2為ON。

節點C（頂部）和節點D（底部）的電壓。

圖5.節點C（頂部）和節點D（底部）在兩個完整操作周期內的電壓

這里的一個關鍵點是，每個晶體管的最大集電極-發射極電壓是電源電壓（2VCC）的兩倍。在為TCVS放大器選擇晶體管時，應考慮到這一點。

接下來，讓我們確定調諧電路輸入端（節點E）的電壓。從圖3和圖4中，我們觀察到具有交替極性的VCC電壓在初級繞組的每個段上下降。由于初級繞組中的每個段有m匝，次級繞組有n匝，因此節點E處的電壓具有（n/m）VCC的幅度。因為極性在一個半周期為正，在另一個半周為負，所以節點E處的電壓在+（n/m）VCC和-（n/m）VCC之間切換。

這實際上是TCVS電路的一個優點。通過改變輸出變壓器的匝數比，我們可以根據設計規范縮放輸出方波的振幅。節點E（VE）的電壓波形如圖6所示。

節點E在兩個完整操作周期內的電壓。

圖6.節點E在兩個完整操作周期內的電壓

TCVS電路的操作與圖7中的基本D類放大器的操作非常相似。

基本D類放大器示意圖。

圖7.基本的D類放大器

這就是我們用來介紹D類運算概念的簡單電路。這里，與TCVS放大器一樣，S1和S2交替地接通和關斷，以在節點E處產生方波。然而，方波在接地和VCC之間切換，而不是在+（n/m）VCC和-（n/m）VCC之間切換。

現在我們了解了TCVS放大器的工作原理，讓我們檢查一下它的性能。

尋找TCVS放大器的輸出功率

放大器的串聯RLC電路對輸入電壓的基頻分量以外的所有部分都呈現出非常大的阻抗。因此，調諧電路在基頻下施加正弦電流（圖8）。

基頻的正弦電流流過RLC電路。

圖8.基頻的正弦電流流過RLC電路

為了找到TCVS放大器輸出電流的幅度，我們需要找到節點E處方波的基波分量。使用傅里葉級數表示，我們可以根據其組成頻率分量表示圖6中的方波電流：

方程式1.

解釋：

n=輸出變壓器次級繞組的匝數

m=輸出變壓器初級繞組每段的匝數。

因此，方波的基本分量具有峰值：

方程式2.

除以RL，我們得到輸出電流的峰值：

方程式3.

最后，輸出功率為：

方程式4.

其中

irms = Ip/ $\sqrt{2}$

方程式3和4是設計TCVS放大器的關鍵關系，我們稍后會看到。同時，讓我們找到TCVS放大器的理論效率。

尋找TCVS放大器的效率

為了計算放大器的效率，我們需要知道輸出功率（方程式4）和輸入功率。輸入功率等于電源電壓乘以從電源汲取的電流的平均值。

雖然輸出電流（iRF）是正弦曲線，但通過開關（圖1中的i1和i2）的電流是半波整流正弦曲線。因此，從電源（icc）汲取的總電流是全波整流正弦曲線。該電流波形如圖9所示。

從電源汲取的總電流是全波整流正弦曲線。

圖9.從電源汲取的總電流是全波整流正弦曲線

雖然iRF的峰值是Ip，但icc的峰值是（n/m）Ip。這是由于變壓器的電流縮放功能。你可以很容易地驗證振幅為Ip的全波整流正弦曲線具有2Ip/π的直流分量。圖9中振幅為（n/m）Ip的波形的平均值為：

方程式5.

在乘以VCC并從方程3中代入Ip后，發現電源提供的功率為：

方程式6.

這等于方程4中的輸出功率，這意味著TCVS放大器——就像互補電壓開關放大器一樣——具有100%的理想效率。

示例1：為TCVS放大器選擇最大晶體管電壓和電流

在上一篇文章中，我們發現了基本D類放大器（圖7）的電源電壓和最大開關電流，該放大器向50Ω負載提供了20 W的功率。讓我們對一個理想的TCVS放大器重復這個例子，該放大器為50Ω負載提供20 W的功率。假設匝數比（n/m）為1。

我們將從電源電壓開始。將我們的示例值代入方程4，我們得到：

方程式7.

求解VCC，我們得到：

方程式8.

TCVS放大器的電源電壓為35.1V。

從圖9中可以看出，通過開關的最大電流為（n/m）Ip。用方程式3中的Ip替換，我們得到：

方程式9.

我們知道VCC=35.1 V，（n/m）=1，RL=50Ω。將這些值代入方程式9，我們得到：

方程式10.

TCVS放大器的最大開關電流為0.89 A。

TCVS放大器與基本D類放大器的比較

回想一下，我們之前使用基本的D類放大器而不是TCVS放大器完成了示例1。這為我們比較這兩種設計提供了一個有用的起點，我們將在本節中看到。

給定輸出功率下的電源電壓和最大開關電流

總結上一節的結果，對于向50Ω電阻負載提供20 W功率的TCVS放大器，VCC=35.1 V，Imax=0.89 A。對于相同的輸出功率和負載電阻，基本的D類放大器需要70.2 V的電源電壓。與TCVS放大器一樣，其每個開關的最大電流為0.89 a。換句話說，TCVS配置允許我們在使用相同的最大電流的同時將電源電壓減半。

TCVS放大器是如何實現這一點的？假設n/m=1，TCVS電路在調諧電路的輸入端產生峰峰值為2VCC的方波。另一方面，基本的D類放大器產生VCC的峰峰值。這就是TCVS電路在給定的輸出功率和負載下將電源電壓減半的原因。

最大集電極-發射極電壓

最大集電極-發射極電壓是多少？在基本的D類配置中，最大集電極-發射極電流等于VCC，即70.2 V。然而，圖5中的波形顯示，TCVS電路中的最大集電極-發射器電壓是電源電壓（2VCC）的兩倍。因此，雖然我們可以在TCVS設計中使用VCC=35.1V的電源電壓，但晶體管應容忍的最大集電極-發射極電壓為70.2V，與基本的D類設計相同。

固定電源的最大開關電流和輸出功率

最后，假設我們保持電源電壓和負載電阻不變?；綝類放大器和TCVS放大器的最大開關電流和輸出功率如何變化？

從首次介紹配置的文章中，我們知道基本D類放大器的最大開關電流為：