如何為汽車智能配電系統選擇功率開關管

今天，車企正在加快汽車技術創新步伐，開發出了電動汽車、網聯汽車、自動駕駛汽車、共享汽車等全新的汽車概念。汽車電動化和數字化的大趨勢包括區域控制架構、功率芯片驅動數字化、電池管理系統、功率電子和電源/能源管理。電控單元 (ECU)對更大功率、更高安全性的需求日益增長，推動系統設計人員去開發智能配電解決方案。

智能配電概念是一項非常成熟的技術，已經被傳統燃油車配電解決方案所采用。智能配電子系統開始用于開發高可靠性、高能效的配電解決方案，這極大地影響了 ECU電控單元中的配電概念，意味著傳統保險將被固態保險取代。當超高電流尖峰引起額外的電壓應力時，固態保險可以保護系統，同時還可預防失效和誤操作。風險一旦抗過去，配電系統就會重新啟動，而無需更換任何電子單元或保險絲。

意法半導體全新的STPOWER STripFET F8 40V系列完美滿足汽車行業對電子保險(eFuse)方案的線性模式工作耐變性和能源管理的嚴格要求。

汽車配電系統

采用新的智能配電系統取代集中式配電架構是汽車配電系統的主要發展趨勢，集中式配電架構是將電能從電池分配到各個負載系統，配電裝置包括起到過載保護作用的中央繼電器和保險盒。智能配電系統采用分布式架構，包含多個通過本地互連網絡(LIN)或控制器局域網(CAN)相互通信的小配電中心。這種模塊化方法允許在車輛上實現區域控制架構，大幅減少線束的連接數量，從而優化系統成本和重量，改進電氣性能。

智能配電模塊又稱電子保險(eFuse)，較傳統配電方案有很大的優勢，能夠實時交換數據信息，可以增強系統診斷和保護功能。此外，固態開關可以最大限度減少配電系統的功率損耗，從而提高汽車的燃油效率，減少二氧化碳排放量。最后，電子保險提高了系統可靠性，滿足了市場對汽車安全的嚴格要求。圖1所示為汽車智能配電系統的框圖。

圖1汽車智能配電系統

eFuse智能開關集成了控制電路和功率開關，其中，控制電路連接微控制器。如果是高限流大功率汽車配電系統，還需另選用高耐變性、低導通電阻的功率 MOSFET 作為外部功率開關。

功率開關選型標準

在導通線性模式下的耐變性和關斷時的耐雪崩性是選擇外部功率開關的兩個重要的參考數據，這些參數特性在優化大電流配電系統過程中起著關鍵作用。

下文全面分析了電動助力轉向(EPS)系統中的eFuse 智能開關，開關的總電流最高160A，持續時間約40 秒，暫停 10 秒，連續測量6次，然后討論四個并聯的功率 MOSFET，為確保電池和負載之間是雙向保護，四個管子采用雙背靠背配置(圖 2)：

圖2 eFuse智能開關

開關之間插入的分流電阻(Rshunt)是用于實時檢測支路電流，如果電流意外增加，則關斷開關，關閉系統。該電阻還把反饋信號送到控制器，使其對MOSFET的柵源電壓(VGS)進行相應的調整，將電流限制在目標值，保持電流恒定。

1.線性模式耐變性

該配電系統必須在導通時提供一個恒定的電流，為電控單元的大容量電容器軟充電，從而限制浪涌電流，并防止任何電壓尖峰出現，這是功率開關在線性模式下的工作條件。

我們用一個專用基準測試方法對STL325N4LF8AG做了測試，測量波形如圖 3 所示：

圖3 軟充電期間的 MOSFET 基準測試

在上述條件下，該MOSFET 能夠耐受充電時間長達700ms的線性模式工作條件。因此，必須檢查該器件的安全工作區(SOA)，驗證這個工況有安全可靠保證。STL325N4LF8AG 的理論 SOA 曲線如圖 4 所示：

圖4 STL325N4LF8AG的理論安全工作區

不過，熱不穩定性會顯著降低MOSFET 的電流處理能力，嚴重影響開關的性能，這種現象被稱為 Spirito 效應，是由硅片上的電流分布不均引起的。在熱系數零點(ZTC)以下，如果芯片上出現局部溫度高于其余部分，這個區域將消耗更多的電流，耗散更多的功率，結果局部高溫變得更高，這個過程最終會導致熱失控和 MOSFET擊穿，三個電極短路。燒痕會出現在芯片中心附近和芯片鍵合結構附近。

此外，觀察發現，功率脈沖越寬，熱點出現得越頻繁。當時間脈沖10ms時，Spirito 效應發生在V_DS 約2V處，當時間脈沖1ms時，Spirito 效應發生在VDS 約4V處，而直流操作在任何電壓下都受限于熱不穩定性，如圖 5 所示：

圖5 性能降低的 STL325N4LF8AG安全區

我們仔細比較了理論SOA曲線在穩態條件下(最壞情況)與有Spirito 效應的性能降低的安全區曲線，如圖 6 所示：

圖6 DC SOA曲線比較

將Spirito效應考慮在內，當VDS是10V時，STL325N4LF8AG 在直流操作下可以處理的最大電流從理論上的 19A 急劇下降到 1A。

假設 700ms 相當于穩態工作條件，則可以在SOA 的降額直流曲線上體現與 ECU 大容量電容器預充電階段相關的線性模式工作條件。MOSFET可以處理的功率平均值可以用下面的公式 1算出：

P_D=I_DxV_{DS_(mean)}=1.7 x (15 : 2) = 1.7 x 7.5 = 12.75 W   (1)

其中：PD 是預充電階段的耗散功率；

I_D是 MOSFET的恒定漏極電流；

V_{DS_(mean)}是充電期間MOSFET漏極電壓的平均值

線性模式點是SOA的安全區域內，因此，STL325N4LF8AG 具有避免熱失控所需的耐變性。

圖 7詳細比較了STL325N4LF8AG與一個主要競爭對手的等效AEC Q101 MOSFET(等效封裝，相同的擊穿電壓和導通電阻)的 SOA 曲線：

圖7 STL325N4LF8AG 和競品的 SOA 比較

從 1ms脈沖時間開始，STripFET F8 MOSFET表現出更寬的 SOA 區和更高的裕度，尤其是在 10ms 時。

比較7.5V直流曲線，可以得到以下數值：

■   STripFET F8 的MOSFET，I_D=1.9A;

■   競爭對手的MOSFET ，I_D=1.8A.

因此，STripFET F8 MOSFET表現出良好的穩態性能和高線性模式操作耐變性，與競品旗鼓相當。

2.耐雪崩性能

在關斷時，電流會持續幾微秒，這會將大量電能注入eFuse和功率開關。

事實上，連接主電池和最終應用控制板的線束因寄生雜散電感而產生高阻抗，這會產生一個持續的電壓尖峰，將MOSFET 引向雪崩區域。

在關斷時，eFuse的失效模式與MOSFET漏源結的擊穿有關。

在電動助力轉向系統中，在漏極和源極兩個連接線路上都有大致7μH 的雜散電感，然后，考慮用下面的測試電路(圖 8)測試關斷狀態的MOSFET：

圖8 MOSFET關斷測試電路原理圖

測試條件與單功率開關的電流分布相關，如圖9所示：

圖9 單功率開關的電流分布

關斷時，MOSFET 進入雪崩模式，漏源電壓最大值達到47.2V，高于擊穿電壓。在這種情況下，器件必須耐受16.8mJ的持續時間(tAV) 20μs 的單脈沖雪崩能量(EAS)，如圖 10 所示：

圖10 MOSFET雪崩耐量基準測試

如果工作溫度保持在絕對最大額定值175?C以下，這個雪崩狀況對于 MOSFET就是安全可靠的。

在這種情況下，t_AV為20μs的E_AS能量決定了由公式 2得出的耗散功率(PD)：

PD ==840 W      (2)

根據數據表，用公式 3計算tAV為 20μs的熱阻值：

Z_th=K (@ 20μs) x R_thJC=0.023x0.8=0.018 ?C/W   (3)

然后，溫度變化 (DT)由 (Eq. 4) 得出：

T=P_Dx Z_th=15 ?C      (4)

因為初始結溫 (TJ_in)為 25?C，所以雪崩工況下的工作溫度(TJ_oper)變為 (公式5)：

T_{J_oper}=T_{J_in} +  DT)= 25 + 15 = 40 ?C    (5)

因此，STL325N4LF8AG可以安全地處理eFuse中的放電能量。

表1詳細比較了意法半導體STL325N4LF8AG與主要競爭對手的等效 AEC Q101 MOSFET的雪崩耐量。 

表1 意法半導體產品與競品的雪崩耐量比較

意法半導體在STripFET F8 技術中引入的創新溝槽結構，不僅大大提高了開關性能，而且還提高了耐雪崩能力，讓MOSFET變得更加安全可靠。

結論

實驗數據表明 STL325N4LF8AG 可以耐受eFuse應用的電壓應力狀況，同類一流的性能使 STripFET F8 MOSFET 成為為苛刻的大電流汽車應用開發安全可靠的汽車配電系統的理想選擇。

參考文獻

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