適用于IEPE傳感器的24位數據采集系統

如圖1所示，使用了基準電壓為2.5 V的基準電壓芯片(ADR441A)，確保V_COM穩定。此基準電壓IC具有很高的溫度漂移特性，在-25°C至+ 85°C的溫度范圍內，電壓變化值為2.75 mV。此變化乘以2.667的FDA增益，導致ADC檢測到7.33 mV的總溫度漂移，該漂移隨后由DAC予以補償。

每次輸入電壓或VCOM發生變化時（VCOM僅因溫度漂移而變化），DAC都會反向補償該變化。在這種情況下，僅VCOM發生變化，輸入偏置則保持穩定。ADR441A的電壓漂移占主導地位，這可以從圖8看出，其形狀與ADR441A的電壓漂移曲線相反。在指定溫度范圍內，數字碼的總變化為32 LSB。

DAC緩沖器

DAC的內部緩沖器會限制電壓噪聲，必須進行濾波。由于DAC與ADC共享4.096 V基準電壓，因此DAC輸出也必須放大以提供0 V至5V。

圖9 帶緩沖器的DAC

圖9顯示了采用低通Sallen-key濾波器結構且具有增益輸出的電平轉換DAC。濾波器的截止頻率通過下式設置為大約100 Hz的較低值：

由于對Sallen-key濾波器拓撲應用了一個增益，因此必須考慮濾波器的穩定性。否則，緩沖器很可能會變成振蕩器。另一個與穩定性相關的因素是濾波器質量(Q)，此模塊必須加以考慮。Q因子應保持足夠低的值（小于0.707），以確保頻率響應在截止頻率處沒有峰化，滾降具有較和緩的斜率，而且開始頻率顯著早于截止頻率。低Q因子適合于需要在整個頻率范圍內具有高線性度的應用。注意，只要Q因子變為負值，結構便變得不穩定。使用下式確定Q因子：

其中k為Sallen-key拓撲的增益，如下所示：

對于圖9所示的值，截止頻率為102 Hz，k為1.215，Q為0.27，穩定性和平滑滾降均有保證。

我們比較了有緩沖器和無緩沖器的DAC轉換模塊的噪聲性能。請注意，用于該測量的信號鏈在輸入短路時具有12.3μV rms的噪聲和108.2 dB的動態范圍。該均方根噪聲是在64 kHz帶寬下測得的。

表3顯示了輸出電壓如何隨DAC碼變化。DAC輸出以漸進方式設置：從零到四分之一量程、半量程，最終達到四分之三量程。在最壞情況下，DAC轉換模塊的噪聲貢獻僅為1.3μV rms。

表3 ADC測得的DAC輸出的噪聲比較

抗混疊濾波器和FDA

抗混疊濾波器和FDA使用差分多反饋低通結構，并將單端信號轉換為差分信號?？够殳B濾波器的截止頻率設置為54 kHz，這比大多數壓電加速度計的帶寬要寬。該濾波器在2.3 MHz時提供?80 dB的阻帶抑制。

此級的增益設置為2.667，以便通過提升輸入幅度來更緊密地匹配ADC輸入的±VREF范圍，從而改善SNR。FDA也會放大寬帶噪聲，但由于抗混疊濾波器會限制寬帶噪聲，因此性能的降低小于信號增益帶來的改善。

模數轉換

AD7768-1是一款精密、單通道、24位Σ-Δ型ADC，選擇這款器件的原因是它具有出色的DC至204 kHz帶寬精度、低功耗、108.5 dB（典型值）動態范圍和?120 dB THD。

使用式17計算ADC的輸出數據速率：

其中：

MCLK為主時鐘。

MCLKDIV為主時鐘分頻器系數。

FILTEROSR為所選數字濾波器的過采樣率(OSR)。

時鐘分頻器和濾波器OSR是寄存器設置，可以通過SPI總線進行更改。有限脈沖響應(FIR)和SINC5濾波器的OSR是在AD7768-1的寄存器映射中嚴格設置。用戶可以使用下式將特定值寫入13位SINC3抽取率寄存器，從而將SINC3濾波器設置為自己偏好的OSR并更改輸出數據速率：

其中，ODR為所需的輸出數據速率，單位為Hz；213 為SINC3寄存器可接受的最大值。例如，對于4 Hz輸出數據速率、16.384 MHz MCLK及低功耗模式(MCLK/16)，SINC3寄存器值為7999。

此參考設計的默認設置針對32 kHz的ADC測量帶寬進行了優化，如下所示：

●   功耗模式：低功耗模式

●   MCLK分頻器：16

●   濾波器類型：FIR

●   濾波器抽取率：32

●   輸入預充電緩沖器：使能

●   基準電壓緩沖器：使能預充電

●   VCM引腳輸出：(AVDD1 ? AVSS)/2

●   轉換長度：24位

●   轉換模式：連續

●   校驗和：無校驗和

●   數據讀取模式：連續

●   狀態位：禁用

●   DRDY信號：使能

針對低功耗、高要求的應用，兩個緩沖器均可關閉。但是，緩沖器保持開啟可改善整體THD和SNR。

表4 針對不同帶寬的建議ADC設置

表5 信號鏈噪聲測量

¹低紋波FIR濾波器帶寬 = 0.433×ODR。

信號鏈的實測性能

該信號鏈設計針對的是中等到更寬帶寬的振動檢測，較高的諧波和高于1 kHz的頻率成分很重要。設計必須權衡系統帶寬、線性度和可實現的噪聲性能。選擇較高的輸入阻抗以保持信號精度（線性度），在此設計中它決定了最大噪聲性能極限。信號帶寬也被設置得較寬，以保持系統在較高頻率下的響應。使用帶寬較窄的設計可以實現更低噪聲解決方案，消除更多的寬帶噪聲。

CN-0540將模擬輸入帶寬設置為54 kHz，但實際信號帶寬由ADC配置決定。

噪聲

在幾種不同情況下對整個信號鏈的噪聲性能進行了測量。

表5詳細列出了未連接任何傳感器時和添加1 kΩ負載電阻時信號鏈的典型噪聲性能。在信號鏈輸入端連接1 kΩ電阻的結果表明，恒定電流源會影響噪聲性能。電流噪聲轉換為電壓噪聲，乘以1 kΩ電阻，導致系統噪聲升高。

圖10顯示了輸入短路的系統的典型FFT圖。圖11顯示了輸入短路的直流耦合解決方案在整個溫度范圍內的動態范圍。

圖10 輸入短路的直流耦合解決方案的FFT，DAC輸出為半量程

圖11 輸入短路的直流耦合解決方案在整個溫度范圍內的動態范圍

傳感器噪聲貢獻

數據采集系統設計人員的常見目的是盡可能準確地捕獲傳感器輸出信號。這在實踐中意味著，系統性能應該由傳感器特性設置。傳感器的噪聲性能常常是整體測量系統的關鍵限制因素之一，了解這一點有助于確定設計的性能要求。

此設計的目標是支持傳感器以在大于1 kHz的帶寬提供振動數據，這些傳感器用于狀態監控應用的數據采集系統，以對旋轉式或往復式工廠設備進行預測性維護。

表6詳細列出了少量振動傳感器的性能水平和帶寬。傳感器選擇的主要考慮因素通常是帶寬、范圍、噪聲頻譜密度(NSD)和功耗。

ADXL1002和ADXL1004傳感器是低功耗器件，適用于功耗和帶寬至關重要的各種振動應用。這些加速度計適合于連續監控應用，例如物聯網(IoT)機器監控。

如需最高靈敏度和帶寬（較高頻率下的低噪聲和靈敏度至關重要），壓電傳感器仍然是最適合使用的傳感器。由于AD7768-1具有寬帶寬和低噪聲特性，因此該信號鏈可在超過10 kHz的較寬帶寬范圍內匹配典型傳感器的性能水平。

對于CN-0540，系統帶寬設置為54 kHz，信號鏈噪聲性能針對的是可以在該帶寬上實現>100 dB動態范圍的傳感器。例如，Piezotronics PCB 621B40型加速度計在30 kHz時可實現近105 dB的動態范圍。

通過調整各級的電阻值和增益，并且利用AD7768-1的較高過采樣模式，該電路可適用于動態范圍更高、帶寬更窄的傳感器。完整的分析超出了本文的范圍，但AD7768-1數據手冊中提供了有關使用過采樣時權衡動態范圍和帶寬的更多信息。

表6 傳感器及相應的噪聲密度測量結果

線性度

傳感器測量系統的線性度對于確保測量結果不會因傳感器輸出變化而變化至關重要。測量系統的精度不應隨輸出偏置電壓或傳感器信號幅度變化而變化。理想情況下，當測量系統的溫度發生變化時，精度也應保持不變。

CN-0540被設計為盡可能線性，并在整個溫度范圍內保持該線性度，因此對測量信號鏈的校準需求不多。系統對直流輸入電壓變化的非線性被報告為INL誤差。系統對正弦波輸入的非線性被報告為THD誤差。

圖12和圖13中的數據表明：在寬輸入電壓范圍內，直流線性度(INL)在±10 ppm以內；在寬溫度范圍內，INL和THD均相對平坦。

圖12 不同溫度下INL與輸入電壓的關系

圖13 THD與溫度的關系

交流與直流耦合解決方案

CN-0540針對的是直流耦合應用場景，其中必須保留信號的直流分量，或者必須將系統的響應保持到低于1 Hz或更低的頻率。因此，該系統設計用于處理IEPE傳感器的大直流偏置。

但是，某些系統可能不需要低至DC的響應，在這些情況下，交流耦合輸入通道是可接受的。

兩種解決方案的主要區別在于信號鏈的復雜性以及直流和低頻時的精度。交流耦合解決方案的復雜度較低，但在低頻時精度不高。

用戶可以插入一個耦合電容與輸入電阻串聯，使該設計適應交流耦合設計。如需更多信息，請參閱設計支持包中的原理圖文件。

插入耦合電容的效果是將輸入響應變為高通響應，在這種情況下，通常選擇遠小于10 Hz的極點頻率。此濾波器不僅阻隔直流偏置電流，而且會消除一些1/f噪聲。交流耦合系統的動態范圍似乎高于直流耦合版本，但這僅僅是由于消除了低頻噪聲。這樣做的代價是對低頻振動測量數據的靈敏度降低。

由于DAC輸出以及信號鏈輸入端缺少高通濾波器，直流耦合解決方案的噪聲預期也會更高。圖14顯示了CN-0540交流耦合時的響應，其高通截止頻率為1 Hz。測量條件如下：信號鏈的輸入短路，使能恒流源，ADC處于低功耗模式，MCLK/16，FIR濾波器抽取率為32，直流耦合測量。

圖14 輸入短路的交流耦合解決方案的FFT

如果實施交流耦合解決方案，則必須選擇正確的電容類型以獲得最佳性能。一般而言，陶瓷電容會因為壓電效應而產生噪聲，因為電壓系數（相對介電常數隨施加的電壓而變化）和電介質吸收而產生非線性。鉭電容可提供合理的性能，并且可制造出寬范圍的電容值，最高可達數百μF。在交流耦合情況下，鉭電容可以實現的THD性能水平與直流耦合系統相似，但頻率須高于10 Hz。為了準確表示更低頻振動，最好選擇直流耦合版本。

系統電源

CN-0540帶有一個最優電源解決方案，支持通過3.3 V單電源軌為整個信號鏈供電。

電源解決方案

圖15顯示了CN-0540電源部分的簡化框圖。為了與具有Arduino樣式連接的微控制器和其他開發板兼容，該板的電源解決方案設計為采用3.3 V單電源（通常由Arduino兼容板提供）供電。

為了確保系統的穩定性，微控制器板應能通過3.3 V電源向振動監控板供應至少250 mA的電流。這不算微控制器板本身從該電源獲取的電源電流。

雖然CN-0540評估板在穩態工作時不需要250 mA電流，但在初始上電階段，可能有高達200 mA或更高的浪涌電流并持續最長30 ms。如果微控制器板無法承受此電流，可能導致微控制器板上發生復位。如果發生意外復位，請檢查微控制器板的電流輸出規格。

圖15 電源部分框圖

電源解決方案包括三個電壓域：3.3 V域、5 V域和26 V域。它還包括用于IEPE傳感器的2.5 mA電流源。

Arduino兼容板提供CN-0540直接使用的IOREF電源，因此不需要電源解決方案。IOREF為AD7768-1 (IOVDD)提供數字接口電源，并為16.384 MHz主時鐘源供電。

CN-0540與低至1.8 V的IOREF電壓兼容，因此CN-0540板可連接至邏輯電平較低的微控制器板。

所提供的電源解決方案電路的目的是讓CN-0540板可以從單個低壓電源（通常由微控制器板提供）供電，并從該電源生成其他所需的電壓軌。在CN-0540上，原始3.3 V輸入供電軌直接用于為AD7768-1提供數字接口邏輯電源（AVDD2電源），而且還為DC-DC級提供電源，從而將電壓提升至5 V和26 V。

第一個DC-DC級將3.3 V升壓至7 V，然后通過LTC3459和ADP7118器件組合調節至5 V，以提供AD7768-1、LTC2606和ADR4540基準電壓源以及相關放大器級所需的干凈供電軌。

第二個DC-DC級將3.3 V升壓至28 V，然后通過LT3494和LT3008器件組合調節至26 V。這個干凈的26 V電源軌用于為LT3092電流源供電，從而為IEPE傳感器提供2.5 mA電流和高達26 V的電壓。