利用差動放大器AD8271和ADA4627－1構建高速儀表放

電路功能與優勢

構建儀表放大器的傳統方法要用3個運算放大器和7個電阻，如圖1所示。這種方法需要4個精密匹配的電阻，以獲得良好的共模抑制比(CMRR)。如果匹配有誤差，則最終輸出也會產生誤差。某些節點上，一皮法或兩皮法(pF)的不平衡就會導致高頻CMRR顯著降低，而這一情況常被忽視。
　
該電路采用單芯片差動放大器和激光調整薄膜電阻構成輸出放大器，因此可提供良好的直流和交流精度，而且所需器件比傳統方法要少。

圖1. 增益G = 201的儀表放大器（原理示意圖，未顯示去耦和所有連接）

電路描述

該電路采用 AD8271 差動放大器和兩個ADA4627-1 放大器，具有低噪聲、低漂移、低失調和高速特性。對于高阻抗信號源，由于ADA4627-1的JFET輸入偏置電流極低，因而是輸入級放大器的理想選擇。
　
輸入級運算放大器還必須具有低失調電壓和低失調電壓溫度漂移特性。同時需具有良好的驅動特性，以便使用低值電阻，使電阻熱噪聲最小。
　
為使本電路正常工作，必須考慮與運算放大器相關的裕量問題。
　
使用增益帶寬積大于數MHz的運算放大器時，精心考慮布局和旁路十分重要。典型的去耦網絡由一個1 μF至10 μF電解電容和一個0.01 μF至0.1 μF低電感陶瓷MLCC型電容并聯構成。
　
僅有低阻抗信號源時，為使噪聲最低，必須保持低電壓噪聲。 AD8599 具有更低的噪聲、失調電壓漂移和電源電流，但輸入偏置電流則高得多，而且所獲得的帶寬將比ADA4627-1低。AD8599和ADA4627-1測得的−3 dB帶寬分別為56.6 kHz和87.6 kHz（參見圖2）。

圖2. 圖1所示電路分別使用ADA4627-1和AD8599作為輸入級時的帶寬比較

對于高阻抗信號源，雙極性運算放大器的輸入偏置電流和輸入噪聲電流可能會導致誤差。偏置電流產生I × R的壓降，經過整體電路增益放大后，可能會導致數伏輸出偏移。輸入噪聲電流也會被源阻抗放大，產生額外的噪聲電壓。為避免這種情況，應當使用ADA4627-1等JFET輸入運算放大器。雖然其電壓噪聲稍高于AD8599，但電流噪聲明顯低于后者，因此配合高阻抗信號源使用時，整體噪聲更低。
　
如圖3和圖4所示，AD8599適合用于較低源阻抗，ADA4627-1則更適合較高源阻抗。這里需要權衡：JFET運算放大器的輸入電容高于雙極性運算放大器，因此必須考慮RC時間常數。

圖3. 對于低阻抗信號源(0 Ω)，圖1所示電路分別使用ADA4627-1和AD8599作為輸入級時的噪聲譜密度(RTO)比較

圖4. 對于高阻抗信號源(66 kΩ)，圖1所示電路分別使用ADA4627-1和AD8599作為輸入級時的噪聲譜密度(RTO)比較

常見變化

AD8271或AD8274 可以配合各種運算放大器使用，以優化電源電流、信號帶寬、溫度漂移和噪聲相關整體性能。
　
為獲得盡可能低的溫度漂移特性，可以使用一款自穩零放大器，例如AD8539，但帶寬會降低，寬帶噪聲會提高。不過，對于10 Hz以下的帶寬堪稱絕佳選擇。
　
選擇本電路的運算放大器與差動放大器組合時，務必不要超出各放大器的輸入共模電壓范圍。這一點常被忽視，但卻是許多應用發生問題的原因。
　
如果第一級增益約大于5，可以考慮使用非完全補償運算放大器，例如OP37，利用較低的電源電流獲得較高的壓擺率和信號帶寬。
　
當輸入信號為毫伏級、增益為1000時，第一級可以采用±2.5 V電源供電，既節省功耗又能提供更多的運算放大器選擇，例如AD8539自穩零放大器。然而，如果輸入共模電壓范圍較高，則第一級必須選擇電源電壓更高的運算放大器。