有源箝位反激變換器分析與設計

反激(Flyback)變換器由于具有電路拓撲簡潔、輸入輸出電氣隔離、電壓升/降范圍寬、易于多路輸出等優點，因而廣泛用于中小功率變換場合。但是，反激變換器功率開關電壓、電流應力大，漏感引起的功率開關電壓尖峰必須用箝位電路來限制。作者在文獻[1]中對RCD箝位、LCD箝位、有源箝位反激變換器進行了比較研究，得出有源箝位技術使反激變換器獲得最優綜合性能的結論。

圖1 有源箝位反激變換器電路拓撲

圖2 有源箝位反激變換器原理波形

2. 有源箝位反激變換器穩態原理分析

有源箝位反激變換器電路拓撲及原理波形，分別如圖1、圖2所示[2]。變壓器用磁化電感Lm、諧振電感Lr(包括變壓器漏感和外加小電感)和只有變比關系的理想變壓器T表示，Cr為等效電容，包括兩個開關S和SC的輸出電容。穩態工作時，每個開關周期分為七個開關狀態階段，各開關狀態等值電路如圖3所示。七個開關狀態為：

① t=t0～t1：t0時刻，功率開關S開通，箝位開關SC及其寄生二極管Dc與整流二極管D均截止，Lm與Lr線性充電；

② t=t1～t2：t1時刻，S關斷，磁化電感電流即諧振電感電流以諧振方式對Cr充電，開關管S漏源電壓uDS近似線性上升；

③ t=t2～t3：t2時刻，uDS上升到Ui+uC，DC開通，將Lr和Lm串聯支路端電壓箝位在uC≈Uo(N1/N2)，磁化電流通過箝位支路對CC充電（CC>Cr）,u1下降規律為u1=-uCLm/(Lr+Lm)；

④ t=t3～t4：t3時刻，u1已經下降到使D正偏導通，隨后u1箝位在-Uo(N1/N2)，Lr和CC開始諧振，Lr上的電壓為uC-Uo(N1/N2)，iC下降速率為[uC-Uo(N1/N2)]/Lr，在iC開始反向之前開通SC，SC便獲得了零電壓開通(ZVS)；

⑤ t=t4～t5：t4時刻，SC關斷，Lr與Cr諧振，在Cr放電期間u1仍然被箝位在-Uo(N1/N2)值上；

⑥ t=t5～t6：t5時刻，uDS=0，假定Lr儲能大于Cr儲能，足以使S體內寄生二極管Ds開通，Lr上電壓箝位在Ui+Uo(N1/N2)值上，則副邊整流二極管D中電流i2下降速率為

(Lm>>Lr)　　(1)

⑦ t6～t7：t6時刻S零電壓ZVS開通，隨著iLr上升，i2逐漸下降，t7時刻iLr已上升到磁化電流iLm值，i2=0，D反偏，u1由-Uo(N1/N2)變為Ui，隨后Lm和Lr再次線性充電，新的PWM開關周期又開始了。

要實現功率開關S的ZVS開通，必須滿足：①應在t5～t6期間加驅動信號，否則iLr過零變正后，Lr將再次對Cr充電，功率開關S便失去了ZVS條件。S開通與SC關斷的間隔應有嚴格要求，其值應不超過Lr和Cr諧振周期的四分之一，即

(2)

②SC關斷時Lr儲能應不小于Cr儲能，以便能將Cr上電荷抽盡，即

(3)

由上述分析可知，有源箝位反激變換器具有下列優點：①箝位電容Cc將變壓器漏感中能量吸收并回饋到電網側，消除了漏感引起的關斷電壓尖峰，功率開關承受最小電壓應力；②箝位電容Cc和諧振電容Cr與諧振電感Lr諧振，使主輔開關均獲得了ZVS開關；③諧振電感Lr使整流二極管D關斷電流變化率減小，降低了D反向恢復引起的關斷損耗和開關噪聲。

3.關鍵電路參數設計

3.1磁化電感Lm

磁化電感Lm大小決定了CCM/DCM工作模式的邊界條件，若系統工作在CCM模式，則

(4)

式中，Pomin—電感電流臨界連續時輸出功率，Fs—開關頻率

η—變換效率，D—開關S占空比

3.2諧振電感Lr與功率開關S

功率開關S和箝位開關SC電壓應力為

(5)

式中最后一項為引入諧振電感Lr而導致的功率開關電壓應力的增加。

隨著諧振電感Lr的引入，實際有效占空比略小于開關S驅動信號占空比D，丟失的占空比△D為

由式(3)可得

(7)

式中Isp—功率開關峰值電流

而諧振電容電壓為

(8)

UCr是諧振電感Lr的函數，精確地求解式(8)比較困難。事實上，電壓ULr與Ui+(N1/N2)Uo相比較小，因此功率開關S獲得ZVS開通的Lr值可近似表示為

(9)

諧振電感電流iLr（即變壓器原邊電感電流）為功率開關電流iS與箝位電容電流iC之和，其有效值為

3.3箝位電容Cc

Cc值的選取原則為：Cc與Lr的半個諧振周期應大大于功率開關S的截止時間，即

(11)

箝位電容電壓為原邊繞組電壓與Lr端電壓之和，即

(12)

箝位電容電流有效值為

3.4箝位開關Sc

箝位開關電壓應力由式(5)決定。由式（11）有

通過箝位開關Sc的電流（和iC相同）近似為一個鋸齒形波，峰值電流等于通過S的峰值電流，箝位開關Sc及其體內二極管Dc的導通時間均近似為（1-D）TS/2，因此Dc中電流平均值和Sc中電流有效值分別為

3.5整流二極管D

有源箝位反激變換器整流二極管D承受的電壓應力與傳統反激變換器相同，為Ui（N2/N1）+UO，但電流應力有很大區別。由于有源箝位支路的引入，雖然磁化電感工作在CCM模式，但D卻工作在DCM模式，電流峰值IDp增大了，即

(16)

D中電流有效值即為變壓器副邊電流有效值，即

3.6輸出濾波電容Cf

輸出濾波電容Cf的電流有效值為

4.試驗結果

基于電流控制有源箝位反激變換器機內穩壓電源設計實例：Ui=18～32VDC，三組輸出Uo/Io=+15V/1.0A、-15V/0.2A、+5V/0.4A，額定輸出功率20W，FS=300KHz，Dmax=0.6，η=78.5%，臨界連續功率Po，min=1/6Pomax，Lm=52.3μH，Lr=2μH，Cc=0.47μF，Cf=100μF，功率開關S與箝位開關Sc均選用IRF530。+15V、-15V、+5V三組輸出整流二極管分別為SR506、1N5819、1N5819，控制電路采用UC3843電流型PWM控制器。輸入電壓Ui=27V時，有源箝位反激變換器原理試驗波形，如圖4所示。由圖4(a)可見，變壓器漏感引起的關斷電壓尖峰被消除了，由圖4(a)、(b)可見，主開關和箝位開關均實現了ZVS開關，由圖4(f)可見，整流二極管關斷時di/dt小。試驗波形與圖2所示理論分析波形完全一致。

5.結論

將有源箝位技術應用于反激變換器，可克服傳統反激變換器的缺點，實現功率開關的ZVS開關；抑制功率開關的關斷電壓尖峰；降低副邊整流二極管的關斷損耗和開關噪聲，從而可實現反激變換器的高變換效率、高功率密度。