控制開關頻率，優化完整負載及線路電壓方案

簡介

環保因素已經為當代電源設計催生新的能效要求。例如，80 PLUS倡議及其銅級、銀級和金級衍生標準(見參考資料[1])迫使臺式機及服務器制造商尋求創新的方案。一項重點就在于功率因數校正(PFC)段，此段跟EMI濾波器一起在低線路電壓、滿載條件下可能消耗輸出功率的5%至8%.

然而，在一般情況下，相關器件并不是總是以它們設計的最大功率工作，而只有短時間以最大功率工作。因此，要有效地節能，“綠色要求”不僅針對滿載能效。相反，這些要求傾向于因應實際工作條件，規定在滿額功率20%、50%及100%等不同負載狀況下的最低平均能效等級，或是能效比。

因此，中低負載條件下的能效比已成為要應對的要點。降低開關頻率是減小這些條件下功率損耗的常見選擇。要在極低功率條件下提供極高能效，這方案在中等功率等級的應用就必須非常審慎。本文將闡釋如何管理開關頻率以提供最優能效性能。文中將簡述電流控制頻率反走(CCFF)技術的原理。這種新方案在控制開關頻率方面極為有用，提供最優的平均能效及輕載能效等級。

臨界導電模式或不連續導電模式

開關損耗難于精確預測。當PFC升壓轉換器從臨界導電模式(CrM)跳轉到不連續導電模式(DCM)時，我們還是可以根據工作模式來判定損耗趨勢。圖1顯示了這兩種模式在相同功率及線路條件下(如相同線路電流)的MOSFET電流波形。

無論在什么工作模式，線路電流是開關周期內的電感電流的平均值，而開關周期就是PFC升壓轉換器之電磁干擾(EMI)濾波器工作的平均過程時間。

在CrM下，線路電流的計算非常簡單(1)：

如上所述，DCM下的導通時間就是將CrM下的導通時間乘以一個因數m(m>1)，以維持提供恰當的功率。因此，電感峰值電流與電流周期時長均乘以導通時間與退磁時間之和：

圖2顯示了沒有頻率反走條件下獲得的DCM損耗相對于CrM損耗的百分比。DCM損耗與CrM損耗之比根據等式(2)來計算，α比的值在1至10之間變化。當α為1時，頻率并未降低，因此DCM損耗及CrM損耗相等，使二者之比為100%.α值越高，當DCM能效降低時，DCM損耗與CrMR損耗之百分比就越高;相反，當采用頻率反走

圖2顯示出：

-當導電損耗較高或處在相同范圍時，頻率反走技術增加了損耗(棕色跡線)。當大的均方根電流在轉換器中環流時，如當PFC段處在重負載、低線路電壓條件下，就出現這種情況。

-當導電損耗略小于開關損耗時，就需要有限程度地降低頻率。但程度必須有限。否則，就完全泯滅了在開關損耗方面的好處，或者是無法針對導電損耗增加(綠色及紫色跡線)提供補償。這種情況與線路及負載條件相對應，導致轉換器流動中等的電流……

-當導電損耗相對于開關損耗極低時(藍色及橙色跡線)，頻率反走大幅降低總體損耗。然后，在線路電流較小的條件下，必須降低開關頻率。

應當注意的是，頻率反走技術帶給MOSFET開關損耗的好處被低估了DCM開關損耗為將CrM開關損耗最少除以

實驗數據

下述數據是使用以NCP1631(見參考資料[2])驅動的兩相交錯式PFC段獲得的。此控制器采用頻率鉗位臨界導電模式(FCCrM)工作，還具有頻率反走功能。但應當指出的是，與CCFF(見下一段)相比，頻率鉗位并不取決于電流電平，而是在電流半正矢波范圍內給定功率條件下保持恒定。圖3顯示了NCP1631 300 W評估板在施加了115 Vrms輸入電壓、10%、20%及50%負載條件下的能效。調節電路的反走特性以測量20%負載條件下三種不同工作頻率時的能效，并考慮測量其它兩種負載工作條件下兩種不同工作點時的能效。下面的數據印證了輕載條件下頻率下降時能效提升，且在負載較重時開關頻率逐漸減小的情況下能效降低。