反激式轉換器的同步整流

　　同步整流這種整流技術特別適用于低壓大電流的整流輸出場合。當然，反激式轉換器適用在較小功率的(如100W)開關電源場合，在使用同步整流技術后可以達到幾十安或上百安的低壓輸出電流。

　　在變壓器次級電路將整流二極管換成導通電電阻FON小的功率MOSFET以后，就構成了如圖1所示的同步整流電路。下面以電感電流不連續(即能量完全傳遞)工作模式(DCM)為例進行說明，圖2為DCM模式的工作波形。

　　圖1 帶同步整流的反激式轉換器電路

　　在控制電路中，同步整流采用功率MOSFET管后，由于這種管具有雙向導電的特性，為了防止次級電流逆流，必須在電流達到零時(即t＝t3)或零過后一個很短的時間里，關斷VSR。為了測量零電流點必須增加一個電流檢測環節。該環節由W1、w2兩個繞組構成如圖3(a)所示。W1是初級繞組，W2是次級繞組，并用W2上得到的感應電壓來驅動功率MOSFET管VSR。形成電流自驅動的同步整流電路。當次級整流工作時，繞組W1使W2的感應電壓提供給VSR開通。當電流反向時，繞組W1使W2的感應電壓提供給vSR關斷。

　　圖2 DCM模式的工作波形

　　圖3 電流自驅動反激式轉換器同步整流零電流檢測電路

　　在t＝t3時刻VSR關斷后次級電流諧振，其諧振阻抗為z

　　式中 Lm—勵磁電感(nH);

　　C一等效電容(nF),n為匝數比。

　　這種驅動電路是要消耗能量的，為了減小這種損耗，電流檢測繞組上的壓降必須盡可能得低。在實際電路中－般要達到整波管壓降的1／10。比如在圖3中，如果USR＝0.1 V，則UCS要在0.01 V左右。而VSR的驅動電壓至少要5V，這樣會導致W2和W1的匝數比非常大。這不僅使電流檢測裝置非常笨重，而且還會增大漏感，影響到同步整流管的迅速開通。

　　為了降低能量損耗，可以采用有能量反饋功能的電流檢測環節如圖3(b)所示。圖中通過W3、W4繞組把能量反饋到輸出電壓LJ。中，其工作過程如下。

　　在反激區間，繞組W，流過的電流折算到繞組W2上的電流給VSR的門極電容充電，當門極電壓UGS折算到W3上的電壓等于U。時，二極管D1導通并且把能量從繞組w1傳遞到直流源U。。適當地設計繞組W1、W2和W3的匝數比，vSR的驅動電壓就不會隨著輸人電壓的變化而變化。當流經vSR的電流降到零并且要反向時，二極管Dy關斷，碭開通進行磁復位。VSR的門極電壓為負，從而被關斷。因此沒有反向電流流過VSR。在這種電流驅動的電路中，vSR的特性就像一個理想的二極管一樣。