利用C2000 MCU實施并網微型太陽能逆變器

l 部分陰影損耗(5%到25%)

l 簡單的系統設計，更寬松的故障容限(0%到15%)

l 次優MPPT損耗(3%到10%)

l 另外，增加安全性和建筑面積(屋頂)利用

因此，如果我們選擇微型逆變器拓撲，則會犧牲轉換器效率，但是會讓電能收集變得更高效。

1 硬件設計

2.1 系統結構圖

在我們的太陽能逆變器解決方案中，我們選擇交叉反激加SCR全橋的拓撲，用于工業頻率逆變。所有控制僅為一個MCU(2802x)，另外還有一個RS485或者PLC接口，用于通信。圖8顯示了這種微型太陽能逆變器的結構圖。具體規范，請參見《附件A》。

這種拓撲具有如下特點：

l 簡單的系統結構

l 高效率，低成本

l 完全隔離，高可靠性

l 無法實現反應式功率補償

2.2 輔助電源設計

在微型太陽能逆變器中，我們需要可以向A/D采樣電路、驅動電路、MCU控制器等輸出多電壓的輔助電源。另一方面，這種輔助電源必須完全隔離于一次側到二次側。

因此，我們選擇LM34927芯片;這種芯片具有如下特點：

l 9到100V的寬輸入范圍

l 低成本，集成100V、高低側開關

l 恒定導通時間(COT)控制方案無需環路補償，并具有優異的瞬態響應。

l 充分保護功能，包括可調節UVLO。

圖9顯示了LM34927的典型應用原理圖。從該原理圖，我們知道，LM34927的一次側為一個降壓電路，而二次側為一個反激拓撲，用于實現隔離。

2.3 作為隔離式前端轉換器設計的有源鉗位反激

2.3.1 有源鉗位反激式轉換器概述

圖10顯示了基礎反激拓撲內有源鉗位電路的組合情況。圖中，反激式變壓器被一個等效電路模型代替，其表現出磁化和漏電感(Lr表示除外部電感外一次側反映的總變壓器漏電感)。

開關Q1和Q2與其相關體二極管一起出現。Cr表示兩個開關的寄生電容的并聯電容。與Lr諧振的這種器件電容，實現了Q1的零電壓開關(ZVS)。

利用有源鉗位電路，晶體管關閉電壓尖峰受到控制，變壓器漏電得到回收，并且主開關(Q1)和輔助開關(Q2)的ZVS都成為可能。

這些優點的代價是，需要更多的功率級組件以及更高的控制電路復雜度(兩個開關對一個開關)。

為了描述這種電路的工作情況，我們假設：

l 理想開關組件

l 磁化電流始終為非零且為正。

l Lr(包括變壓器漏電感)小于變壓器磁化電感Lm(通常為Lm的5%到10%)

l Lr中存儲充足的電能，以完全對Cr放電，并開啟Q1的體二極管。

2.3.2 有源鉗位反激設計零電壓開關考慮

為了實現Q1的ZVS，Q2必須在諧振電感電流下降區間開啟。否則，諧振電感電流反向(再次變為正)，其對Cr再充電，并且失去ZVS(或者至少部分失去)。因此，Q2關閉和Q1開啟之間的延遲時間對ZVS運行至關重要。最佳延遲值為Lr和Cr組成諧振時間的四分之一：

所以，最好是讓停滯時間位于Q1關閉和Q2打開之間，小于Tdelay，以實現部分ZVS狀態。

即使Lr中存儲能量不足以完全對開關電容Cr完全放電，從而最小化Q1和Q2的潛在電壓應力(并獲得更高的轉換器效率)，我們必須小心地設計諧振電感Lr、諧振電容Cr和鉗位電容Cc的參數。

2.3.2.1 諧振電感Lr設計

在確定Lm值以后，可對諧振電感進行設計。如前所述，我們假設其值為Lm的一小部分(通常為Lm的5%到10%)。

給定轉換器工作點和Cr值時，要實現ZVS，Lr的大小必須足以完全對開關電容放電。

Lr設計很難，因為諧振電容電壓(Vcr)為Lr值的函數，如下面方程式：

但是，在實際設計中，諧振電感電壓相對較小(相對于Vin+NVo)，并且可求解實現ZVS狀態必需的Lr近似最小值：

在要求高輸出電壓的這種應用中，專門的輸出整流器軟開關特性比實現主開關ZVS要更為理想。

2.3.2.2 鉗位電容器Cc設計

根據Lr設計，選擇鉗位電容的值。鉗位電容器和諧振電感形成的諧振頻率足夠低，這樣，當開關關閉時，電源開關便不會出現過多的諧振振鈴。但是，使用過大的鉗位電容值，并不會帶來鉗位性能的改善，并且代價是更大容量(同時也更加昂貴)的電容器。一種較好的折中方法是，選擇一個電容器值，使鉗位電容器和諧振電感形成的諧振時間的一半，超出Q1的最大關閉時間。因此：

其中，DHL表示最大輸入電壓工作，fs為Q1和Q2的工作開關頻率。