一種帶輔助變壓器的Flyback變換器ZVS軟開關實現方案

1）階段1〔t0～t1〕 該階段，S1導通，Lm與Lmr串聯承受輸入電壓，流過Lm及Lmr的電流線性上升。此時間段

Vds2=Vin＋Vo＋Vin（1）

式中：Vds2為S2的漏源電壓；

Vo為變換器輸出電壓；

N1為T原邊繞組匝數；

N2及N3為T副邊兩個繞組匝數；

n1及n2為Tr原副邊兩個繞組匝數。

2）階段2〔t1～t2〕 t1時刻S1關斷，Lm上的電流通過T耦合到副邊，使二極管D導通，Lm兩端電壓被箝位在

V2=－（2）

Lm上的電流線性下降。

Lmr上的電流一部分對S1的輸出結電容Cr1充電，另一部分通過Tr耦合對S2的輸出結電容Cr2放電。t2時刻，S2的漏源電壓下降到零，該階段結束。

3）階段3〔t2～t3〕 當S2的漏源電壓下降到零之后，S2的寄生二極管導通，將S2的漏源電壓箝位在零電壓狀態，也就為S2的零電壓導通創造了條件。同時Lmr兩端被箝位在

V1=－Vo（3）

Lmr上電流線性下降。而S1的漏源電壓被箝位在最大電壓

Vds1max=Vin＋Vo＋Vo（4）

4）階段4〔t3～t4〕 t3時刻S2的門極變為高電平，S2零電壓開通。流過寄生二極管的電流流經S2。Lmr兩端依然承受式（3）所示電壓V1，Lmr上電流線性下降到零然后反向增加。t4時刻，S2關斷，該階段結束。此時間段

iDN3＋ioN2=iLmN1（5）

io=iD＋iLmr（6）

iD=（7）

io=（8）

5）階段5〔t4～t5〕 t4時刻，Lmr上的電流方向為負，此電流一部分對S1的輸出結電容Cr1放電，同時，另一部分通過Tr耦合到副邊對S2的輸出結電容Cr2充電。到t5時刻，S1的漏源電壓下降到零，該階段結束。

6）階段6〔t5～t6〕 當S1的漏源電壓下降到零之后，S1的寄生二極管導通，將S1的漏源電壓箝位在零電壓狀態，為S1的零電壓導通創造了條件。此時，Lmr上的反向電流流經主變壓器，給流過二極管D的電流iD疊加上一個電流

ΔI(t5)=（9）

此時間段內，二極管D仍然導通，Lmr兩端電壓被箝位在

V1=Vin－V2=Vin＋Vo（10）

Lmr上電流線性上升。而S2的漏源電壓被箝位在最大電壓

Vds2max=＋Vo（11）

7）階段7〔t6～t7〕 t6時刻，S1的門極變為高電平，S1零電壓開通。流過寄生二極管的電流流經S1。由于Lmr兩端承受的電壓V1此時較大，iLmr快速上升，到t7時刻，iLmr=iLm，主變壓器耦合到副邊的電流為零，二極管D自然關斷。此時間段

= （12）

由于LmrLm，式（12）可近似為

=（13）

接著Lmr與Lm串聯承受輸入電壓，開始下一個周期。可以看到，在這種方案下，兩個開關S1和S2零電壓開通，二極管D零電流關斷。

2 軟開關的參數設計

假定電路工作在CCM狀態。由于S2的軟開關實現是iLmrmax對Cr1及Cr2充放電，而S1的軟開關實現是iLmrmin對Cr1及Cr2充放電，在電路滿載情況下，|iLmrmax|>>|iLmrmin|，而且S2的充電電壓要大于放電電壓（見圖2波形vds2），因此，S1的軟開關實現要比S2難得多。在參數設計中，關鍵是要考慮S1的軟開關條件。

2.1 主變壓器激磁電感Lm的設定

由于Lmr的存在，變換器的有效占空比Deff（根據激磁電感Lm的充放電時間定義，見圖2）要小于S1的占空比D，但是，由于t4～t7時間內iLmr的上升速度非常快，所以，可近似認為Deff=D。這樣，根據Flyback電路工作在CCM的條件

Lm>=?（14）

式中：η為變換器效率；

fs為開關頻率；

為變換器輸出功率。

在實際設計中，為了保證電路在輕載時也能工作在電流連續模式，取定

Lm=（15）

2.2 主副變壓器原副邊匝數比設定

根據LmrLm，及變換器輸入輸出關系有

（16）

而根據式（8），為了使輸出濾波前電流io在t3～t4時間段下降不要太快，最好有N3≤N2。

另外，為了保證t1時刻S1關斷時流過副邊二極管D的電流iD>0，根據式（7）有

（17）