用于3kVA電源的AC/DC變換器
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其中Uin(pk)min為最小輸入電壓的峰值，這里是233V，D為在輸入電壓最低時出現的最大占空比，為0.417。fs為開關頻率,取50kHz。ΔIl為紋波電流峰峰值，取最大電感電流峰峰值的20%，經計算取L為0.36mH。PFC電感匝間寄生電容會引起開關管開通時的漏極電流振蕩，因此應盡量減小其匝間寄生電容，為此在電感的繞制中最好使用單層繞組而盡量避免使用雙層繞組。
4.2 輸出電容
直流側輸出電容具有兩個功能：1、濾除因器件高頻開關動作造成的直流電壓紋波;2、當負載發生變化時，在整流器的慣性環節延遲時間內。將直流電壓的波動維持在限定范圍內。當開關動作造成的紋波頻率比較高時，只需要較小的電容就能滿足第一項要求。第二項要求與負載的大小，輸出紋波電壓和保持時間 等因數有關。一般取 =15~50ms。電容的容值由下式決定
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這里Uomin為輸出電壓最小值，一般取300V。計算得電容為3300μF，采用4個耐壓值為500V，容值為820μF的鋁電解電容并聯。
此外，功率管采用IXFK80N50P，耐壓500V，最大正向通態電流80A。續流二極管選用RURG7560快恢復二極管，耐壓600V，正向額定電流75A，反向恢復時間70ns。選擇快恢復二極管以減小反向恢復所引起的傳導和輻射干擾，同時可以降低損耗。如果在續流二極管上并聯RC網絡也能取得較好的效果。
IR公司采用如圖2所示的單周期控制技術推出了專用于AC/DC功率因數校正電路的IR1150系列產品，其單周期控制電路的核心集成在IR1150內部，變換器基于IR1150，其典型的工作原理圖如圖3所示，相對于傳統的平均電流模式PFC電路，該電路結構簡單， 所需外部元器件數量少。如在1kVA服務器開關電源中，可節省40%的電阻電容,節省50%的PFC控制器電路板面積。在功率密度問題上更為突出的小功率應用中，如大功率筆記本和液晶電視適配器，若采用CCM模式IR1150控制器，則可以降低峰值電流。因而單周期控制Boost PFC適合于開關直流電源前級。
圖3 基于IR1150的Boost PFC 電路圖
5 實驗結果及分析
由圖3所給出的單周期控制Boost PFC實驗電路按上述參數進行實驗，用TDS420示波器可拍得如圖4所示的實驗波形。圖4(a)是輸入電壓有效值為200V的MOSFET漏源電壓與驅動電壓波形圖，其中通道1探頭有20倍的衰減，因而每格電壓幅值是圖中所示每格電壓數的20倍。圖4(b)、(c)、(d)為Boost PFC變換器輸入電壓與電流波形圖，由圖可以看出，輸入電流Iin波形近似為正弦波，但由于電網電壓波形在峰值時仍存在一定程度的畸變，以致電流波形在峰值時也存在一定的畸變。另外當電壓過零時，電流也存在一定的過零畸變。其中圖4(b)為輸入電壓為165V時，輸出功率為2701.8VA時的輸入電壓與電流波形。圖4(c)為輸入電壓為220V時，輸出功率為2983.0VA時的輸入電壓與電流波形。圖4(d)為輸入電壓為255V時，輸出功率為2979.2VA時的輸入電壓與電流波形。表1給出了一組輸入電壓為200V的實驗數據。在整個實驗中變換器的輸出電壓始終穩定在380V，可見單周期控制對輸入電壓擾動和負載的變化能很快的實現控制目標。
(a) MOSFET漏源電壓(400V/格)與驅動電壓(10V/格)波形圖 (b) 輸入電壓(200V/格)與電流(50A/格)波形圖
(c) 輸入電壓(200V/格)與電流(20A/格)波形圖 (d) 輸入電壓(200V/格)與電流(20A/格)波形圖
圖4 輸入電壓與電流波形
表1 輸入電壓200V時實驗數據
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