AD834用于直流至500MHz應用：均方根-直流轉換、電壓控制放大器和視頻開關
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均方根-直流轉換器
均方根(rms)電路(圖6)不僅僅是在上述均方檢波器電路后添加平方根電路。頻率響應由前端平方器和輸出濾波器決定。根據均方說明，平方器在超過500 MHz后起作用，而較低的-3 dB頻率響應為340 Hz (100 Ω和4.7iF)。請注意，輸入端的電阻分壓器網絡決定滿量程輸入電壓為±2 V峰值。
平方根函數通過在AD711運算放大器的反饋環路內對AD834求平方來執行。2N3904晶體管起緩沖器的作用。用于平方根部分的AD834緩沖輸出與X和Y通道輸入間的電阻分壓器網絡(兩個100 Ω)決定輸出調整為±2 V滿量程。
對兩個AD834的輸出求電流差。由于激光調整后AD834輸出信號電流縮放具有高精度，可實現精確的輸出求差和求和。AD711迫使兩個AD834信號電流間的差異趨于零。零點校準中的任何誤差會在兩個100 Ω上拉電阻兩端產生電壓。
通過15 k Ω、85 kΩ和0.1uF網絡執行額外濾波和電平轉換后，殘余誤差由整個AD711開環增益放大。放大后的誤差信號迫使反饋環路內AD834的輸出匹配均方AD834的輸出。當均方根電路輸出等于電路輸入均方函數的平方根以及均方根函數時，誤差歸零。
小信號電平下電路的精度受限于不可避免的失調電壓。雖然均方函數的標稱0 V輸入(1 mV誤差)產生1 uV輸出誤差，同樣的輸入誤差通過平方根電路卻可產生31.6 mV的輸出誤差。
直流耦合VCA應用
如果無法排除AD834的直流響應，由于高速運算放大器共模范圍通常不足，必須使用某一形式的無源或有源電平轉換。以下應用顯示了在寬帶電壓控制放大器方案中使用有源或無源電平轉換電路的情形。
使用無源電平轉換的直流至60 MHz電壓控制放大器圖7顯示了使用無源網絡作為電平轉換器的電路示意圖。
此處選擇的運算放大器為AD5539.
圖7. 使用無源電平轉換的直流至60 MHz電壓控制放大器
AD5539使用與AD834相同的工藝構建，在高閉環增益下提供2 GHz的增益帶寬積。與大多數運算放大器不同，AD5539擁有接地引腳和全NPN輸出級，以A類方式工作以實現器件的高速度(參見圖8)。更細致的考察顯示，輸出節點與輸入間以及這些電壓與地之間存在有限的裕量.AD5539的高速度和其他非常規屬性在使用時需要特別小心。
圖8. ADS539運算放大器原理示意圖
首先考慮A類輸出級的后果。大多數運算放大器中，負載上的輸出既可上拉也可下拉,但NPN發射極-跟隨器輸出級只能上拉。AD5539具有2 k 的內部下拉電阻(R11)，僅可供應2或3毫安的電流。通用高速乘法器擺幅至少必須能夠達到±1 V,同時驅動最低50 的負載電阻。在此輸出電平下，負載電流為±20 mA,因此必須通過外部下拉電阻供應。事實上，下拉電流必須遠大于該值，且需要仔細考慮。
圖9顯示了計算方法。425 mV電壓源為IBRC,即AD834的穩定電流8.5 mA乘以負載電阻RC,此處設置為50Ω.當滿量程輸出電流為+4 mA時，圖9(a)中的200 mV電源為IWRC發生器。由此計算V1 - 5.375 V和V2 - 5.775 V.
接下來計算W2處的電壓。由于理想運算放大器的輸入電流為零，W2上無負載，電壓為V2乘以125/(125 + 50)的衰減比，即4.125 V.由于理想運算放大器的輸入電壓為零，W1處于相同電壓下，因此現在可以計算出上部50 電阻中的電流為(5.375-4.125)/50 mA,即25 mA.同樣，運算放大器輸入端基本上無電流，因此25 mA全部流入125 的反饋電阻，從而在兩端產生3.125 V的壓降。最后，用W1處的電壓(4.125 V)減去此壓降，計算出輸出為+1 V.
注意此時的結果有些出乎意料：盡管20 mA的電流流入負載，25 mA的較大電流卻流入反饋電阻!這一異常事件狀態是由于將比例因子減小至預期值所需的反饋電阻具有極低值，并且AD834輸出端所需的相對較大電壓確保了輸出W1和W2的正確偏置。因此，即使負載僅需20 mA的源電流，仍需要在下拉電阻RP內提供至少5 mA,以偏置AD5539內的輸出發射極-跟隨器。當AD834的輸出電流反向時情況變得更嚴重，因為現在需要在50 負載中提供20 mA吸電流，而且反饋電阻兩端的電壓更高了。
這一情況如圖9(b)所示。計算過程與前述相同，我們發現，反饋電阻內的電流現為39.7 mA.因此RP需要提供20 mA的負載電流，并在反饋路徑內另外提供大約40 mA,同時兩端電壓為5 V.這要求RP = 83 Ω。實際上，該值應略低一些，以防止壓擺率限制下降時間。另外，反饋電阻將從125Ω升至133Ω ,以在上述大負載條件下補償AD5539的有限增益。如果求50Ω 負載、70Ω下拉電阻和約150Ω有效反饋電阻的并聯和，放大器上的實際負載僅為24 !
AD5539在大于5的未補償增益下性能穩定，此電路中的AD5539在略大于3的增益下工作。0.01uF和10 Ω網絡通過放棄足夠的開環增益執行補償，以便在驅動50Ω負載時實現穩定的性能。對于更高的阻抗負載，可能需要減少10Ω補償電阻。
圖9. 用于計算下拉電阻值的等效電路
節點W1和W2之間是電平轉換網絡，平均電壓約為+4 V,連接至接近地電壓的AD5539輸入端。采用所示值，運算放大器輸入設置為稍低于地電壓(約-460 mV)。該網絡將低頻開環增益減半，當AD5539輸入端存在失調電壓時這對直流精度有一些影響。如果輸出失調較為重要，應插入與3.74 k 電阻串聯的500 電位器，并且將滾動條設置為-6 V.
接著將X和Y輸入設置為零，調節零輸出。
另外請注意，AD834上的內部引腳X1和Y2應接地，以便將高頻饋通降至最低;通過切換W1和W2校正X輸入端的最終反相。
圖10顯示當輸入脈沖施加于X輸入以及Y輸入設置為+1 V時的脈沖響應，指示6 ms的上升時間。
圖10. 直流至60 MHz電壓控制放大器的脈沖響應
圖11顯示的是針對+1 V、316 mV、+100 mV和0 V Y輸入從HP8753B網絡分析儀上截取的一組頻率響應。0 V情況下，調節Y輸入以將輸入失調歸零。請注意，高頻饋通小于滿量程的-65 dB (f 3 MHz)。
圖11. 直流至60 MHz電壓控制放大器的頻率響應
使用有源電平轉換的直流至480 MHz電壓控制放大器。
圖12(a)顯示了使用PNP晶體管作為共基級或共源共柵電路的有源電平轉換器。此處，通過三個理想電流源模擬AD834,兩個用于8.5 mA偏置電流，一個用于±4 mA差分信號電流。晶體管基極連接到+ 5V,無信號時，發射極電位保持5.7 V在電阻R1和R2兩端產生3.3 V的電壓。圖12(b)顯示的是一個等效電路。
圖12. 使用有源電平轉換器的AD834輸出級
信號電流發生器為零時，求解流入發射極的電流，得出等效直流偏置電流為7.17 mA.在交流域內，對于信號電流發生器，R1和R2均連接到低阻抗節點。通過檢查，原始信號電流已按以下比例縮放：
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