基于IC控制器FAN4810的500WPFC電源的設計

分別是兩個補償網絡的零點和極點頻率。根據式（10）和式（11）計算C₆=2.39nF，C₇=47.9pF，實際選取C₆=2.2nF，C₇=47pF。

2.2.2.7 電壓誤差放大器補償網絡元件的選取

R₇(R_7A＋R_7B＋R_7C)和R₈組成的電阻分壓器，為電壓調整環路提供反饋信號，并施加到FAN4810的腳15（FB）。電壓誤差放大器輸出端（腳16）與地之間連接的R₁₁，C₈和R₇，組成電壓環路的補償網絡。

電壓誤差放大器的同相輸入端，在內部連接2.5V的參考電壓。推薦R₈=2.37kΩ，流過R₈的電流為

I_R8=V_REF/R₈=2.5V/2.37kΩ=1.055mA

R₇可利用式（12）計算。

R₇≈(V_BUS－V_REF)/IR8（12）

式中：V_BUS=400V，為DC總線電壓。

根據式（12）可得R₇=376.78kΩ，可選取381kΩ，用3只127kΩ的電阻（R_7A，R_7B和R_7C）相串聯。

在電壓誤差放大器補償網絡中，電容C₉主要用于衰減二次諧波。C₉的容值可通過式（13）計算。

C₉=（13）

式中：f_in為AC輸入線路頻率(50/60Hz)；

Z_EA(SH)是在二次諧波頻率上的電壓誤差放大器阻抗。

在PFC變換器輸出電容C₅（330μF）上的二次諧波電壓紋波經R₇和R₈組成的電阻分壓器和FAN4810的腳15（V_FB），反饋到電壓誤差放大器反相輸入端（同相輸入端為2.5V的參考電壓）。電壓誤差放大器的輸出電壓范圍從0.1V到6.7V，跨導g_va=0.065mS，結合DC輸出電壓分壓比R₈/(R₇＋R₈)，可以計算出在二次諧波頻率上誤差放大器增益G_EA(SH)=7.33。因此，可以計算出Z_EA(SH)=G_EA(SH)/0.065mS=112769Ω。將該數值和f_in=60Hz代入式（13）得到C₉=0.011μF，可選擇0.01μF/50V的標準電容器。

飛兆（Fairchild）半導體公司建議FAN4810電壓控制環路的跨越頻率f_c(v1)=30Hz，零點頻率f_v1(z)=3Hz。不難計算在跨越頻率（30Hz）上電壓誤差放大器增益G_EA(FC)=36.7，于是補償網絡中電阻R₁₁的取值為

R₁₁=（14）

將G_EA(FC)=36.7和g_va=0.065mS代入式（14）得到R₁₁=508.15kΩ，可選擇510kΩ的標準電阻。

電容C₈可通過式（15）計算。

C₈=（15）

將f_v1(z)=3Hz和R₁₁=510kΩ代入式（15），得到C₈=0.104μF，可選擇0.1μF的標準值。

2.2.2.8 功率開關Q₁和升壓二極管D1的選擇

Q₁和D₁的耐壓至少是500V，以能安全承受400V的DC升壓電壓。由于通過升壓電感器L₁的最大峰值電流I_L(MAX)=10.45A，故Q₁和D₁的峰值電流容量不能低于10.45A。推薦升壓二極管D₁選用ISL9R1560P2 ，Q₁選用FDH44N50，FQA28N50，FQA19N60等MOSFETs，或選用FGH40N6S2D，HGTG20N60A4D，FGK60N6S2 D等IGBTs。

3 實驗結果

對于圖2所示的PFC升壓變換器電路，按設計結果選擇元器件，焊接在PCB上經檢查無誤后，在AC輸入端串接上AC250V/8A的保險絲F1。為安全起見，可在輸出端（香蕉插頭J₃和J₄）接100W的負載，并接一塊DC電壓表。在輸入端（J₁和J₂）連接一個隔離可調的AC電源（通常為交流調壓器），使AC輸入電壓從零緩慢增加到90V時，PFC變換器輸出在5s之內應為DC（400±5）V。當斷開AC輸入時，輸出電壓應降至零。爾后，在PFC輸出端接500W負載。

當負載從50W逐步增加到500W時，變換器效率和THD變化曲線如圖3所示。圖4為AC輸入電流波形，圖5為PFC變換器輸入電壓（經全波整流的AC線路電壓）和DC輸出電壓紋波波形。

圖3 效率、THD與輸出功率關系曲線

圖4 AC線路輸入電流波形

圖5 輸入電壓及輸出電壓紋波波形

4 結語

采用帶Tri-fault Detect^TM功能的連續模式平均電流型功率因數控制器FAN4810設計的500WPFC升壓變換器，工作穩定可靠，AC輸入電流諧波被控制在IEC61000-3-2標準限量之內，線路功率因數達0.99－0.995。